初级侧调节 (PSR) LED 驱动器 RT7302 与 RT7304 之设计指南

Design Guidelines for RT7302 and RT7304 PSR LED Driver

摘要

RT7302 与 RT7304 是具有主动式功率因数校正的恒流 LED 驱动器；在宽电源电压范围内，能支持高功率因数，并且可在准谐振 (QR) 模式下工作以达到较高的效率。藉由初级侧调节 (PSR)，RT7302 和 RT7304 无需利用次级侧的并联稳压器或是光电耦合器，即能精确地调节输出电流，故此得以减少外部元件数、成本和驱动器基板的尺寸。

以 RT7302 为实例，本应用须知为具PFC、隔离式、单级恒流LED驱动器，提供了一个循序渐进的设计指南。RT7304 也同样可适用。

本应用须知的设计实例是一个具有细长外观的18W LED驱动器，适用于T8 LED灯管；但同样的设计方式也可以用在其它LED 灯泡、或其他外观尺寸的应用当中。

1. 简介

RT7302 与 RT7304 是具有主动式功率因数校正的恒流 LED 驱动器；在宽电源电压范围内，能支持高功率因数，并且可在准谐振 (QR) 模式下工作以达到较高的效率。藉由初级侧调节 (PSR)，RT7302 和 RT7304 无需利用次级侧的并联稳压器或是光电耦合器即能精确地调节输出电流，故此得以减少外部元件数、成本和驱动器基板尺寸。

RT7304 提供了稳健的设计，因其内嵌了全面的保护功能，包括 LED 开路保护、LED 短路保护、输出二极管短路保护、VDD 欠压锁定 (UVLO) 、VDD 过压保护 (VDD OVP) 、过热保护 (OTP) 和逐周期电流限制。RT7304 采用具成本效益的SOT-23-6 封装。

RT7302 具有和 RT7304 相同的基本功能，但整合更多的功能，包括 HV 接脚提供的快速启动、 PWM 调光和输入电压前馈补偿等。RT7302 采用 SOP-8 封装。

以 RT7302 为实例，本应用须知为具PFC、隔离式、单级恒流LED驱动器，提供了一个循序渐进的设计指南。RT7304 也同样可适用。

本应用须知的设计实例是一个具有细长外观的18W LED驱动器，适用于T8 LED灯管；但同样的设计方式也可以用在其它LED灯泡、或其他外观尺寸的应用当中。

图一、18W T8 LED 装配件及应用评估板

2. RT7302 的基本操作

图二显示 RT7302 用于典型的返驰转换器架构之中，其中输入电压为 V_in。

图二

当主开关 Q1 导通一段恒定时间 t_on 时，磁电感L_m 的峰值电流 I_{L_pk} 可以由下面公式计算而得：

若输入电压为正弦波输入电压 V_{in_pk}•sin(θ) 经过全桥整流器后的输出电压，则电感峰值电流 I_{L_pk} 可由以下公式来表示：

转换器操作于有恒定导通时间控制的临界导通模式（CRM）时，峰值电感电流的波封会与输入电压波形同相位，因此而达到高功率因数。最小导通时间是由 ZCD 网络中，分压器的上部电阻 R_ZCD1 所设定的。

准谐振切换是透过检测辅助线圈零电流的状态及内部智能型波谷侦测电路而实现。在谐振波谷电压发生时才导通 MOSFET，如此可降低开关切换的损耗和电磁干扰。ZCD 接脚也用于检测输出过压；过压保护临界值可由 R_ZCD2调整。

CS 接脚可感测 MOSFET 源极电阻上的电压，如此可检测初级侧峰值电流。藉由内部的前缘遮没电路可滤除此信号上的任何尖峰脉冲。传输延迟所造成的电流偏差可由 CS 接脚内部的电流源和外部串联电阻 R_PC来补偿。

MULT 接脚用于检测输入峰值电压，并且控制影响 t_on 的脉动信号。利用所检测到的输入电压来产生前馈信号，使其能在输入电压范围内，调整脉动信号以达到恒定的COMP 电压。如此，可以在全电源范围内，改善调节率、简化补偿方式、并能达到最大功率限制；此特性对于适用于全电源范围的LED驱动器之设计尤为重要。

RT7302 的 HV 接脚在启动过程中会快速地对连接于 VDD 接脚的电容器充电。在启动过程结束之后，HV 接脚即断开此连接；VDD 之后由辅助线圈供电。此方法能确保快速启动，并且于正常操作期间，在泄流电阻上不会消耗额外的功率。

设计程序：

确定输入和输出条件 → 计算输入功率 → 变压器的设计，计算匝数比 N ，初级侧电感值、初级和次级线圈的匝数 → 选用电流检测电阻（R_CS）、桥式整流器、MOSFET 、输出二极管 → 最低导通时间（t_on）设定（R_ZCD1）→ 过压保护设定（R_ZCD2）→ 传输延迟设定（R_PC） → 前馈补偿（R_M1，R_M2）

利用 RT7302 的设计工具，可快速地决定所需的元件值。在第3 章，将详细解说并示范18W 参考设计的每一设计程序。

3. 18W T8 LED 驱动器的设计

这一章的 LED 驱动器实例是 18W T8 LED 驱动器评估板，如图三所示。

图三、评估板尺寸为 230x18x10mm，可放在 T8 窄灯管的 LED 板后面

设计规格要求：

• 输入范围： 90V ~ 264 V_ac
• LED 负载： 45V / 400mA
• 在 120V / 230 V_ac，效率 > 85%
• PF： > 0.95 和 THDi < 15% (符合 IEC61000-3-2 C & D 级)

步骤 1、输入和输出条件输入和输出条件如下所列：最大交流输入电压 V_{ac_max}, 264V_ac
最低交流输入电压 V_{ac_min}, 90V_ac
电源频率 f_line, 50Hz / 60Hz
平均输出电流 I_O, 400mA
最小平均输出电压 V_{o_min}, 43V
最大平均输出电压 V_{o_max}, 47V
LED 灯串使用14个高功率LED，总动态电阻为 14Ω
估计之最大平均输入功率 P_{in_max_est} 可以表示为：

其中 η 为估计的效率。估计的效率为 85%，则输入功率为：47*0.4/0.85 = 22.12W.
变压器的估计峰值电流转换比（CTR_TX1）可以表示为

其中 I_{SEC_PK} 是次级侧峰值电流，I_{PRI_PK} 是初级侧峰值电流，N_S 是次级线圈匝数，而 N_P 是初级线圈匝数。CTR_TX1 估计约为 0.9。

反射输出电压 V_ro 可表示为

其中 V_f 是输出二极管的顺向电压。建议 V_ro 必须是在 95 ～ 125V。在此范例中：设定 V_ro = 125V。在最大输出电压时，最小 VDD 电源电压 V_{DD_Vomax_min} 可得如下:

其中 V_{TH_OFF} 是控制器的下降欠压锁定（UVLO）临界电压。在最大输出电压时，VDD 电源电压 V_{DD_max} 必须在 V_{DD_Vomax_min} ~ V_{DD_OVP_min} 范围内。在此范例中：

V_{O_max} = 47V, V_{O_min} = 43V, V_{TH_OFF_max} = 10V, V_{DD_Vomax_min}= 14.2V
设定 V_{DD_max} = 20V。

计算输出电容 C_OUT：

输出电容值会决定 LED 灯串上的电压纹波量。此电压纹波和 LED 灯串的动态电阻，会决定通过 LED 灯串的电流纹波，因而造成 100Hz 或 120Hz 的光闪烁。

在本范例中，所允许的最大 LED 电流纹波幅度设为 340mApp，即纹波百分比为 42%。LED 灯串串联了14 个LED，总动态电阻为14Ω，所以电压纹波 V_OUT = 0.34A * 14 Ω = 4.76Vpp。变压器次级线圈电流可估计为一个频率为输入电源频率两倍的低频纹波，且此低频纹波的峰至峰振幅为平均输出电流的两倍。输出电容值由下式可算出：

其中I_{OUT_PP} 是两倍的平均LED电流，V_{OUT_PP} 是所允许的交流输出电压纹波，而 f 是两倍电源频率。以电源频率 50Hz 来计算：C_OUT = 2 * 0.4 /（4.76 * 2 * π * 100）= 267μF。若想要 LED电流纹波愈小，则 C_OUT 值需增加。然而，当 LED 灯串的总动态电阻较高时，C_OUT 值可以减小。

步骤 2、变压器的设计

理想的初级与次级线圈匝数比可以表示为

在此范例中：
V_ro = 125V, V_{O_max} = 47V, V_f = 0.7V, N_P/N_S= 2.62
理想的次级与辅助线圈匝数比可以表示为

在此范例中：
V_{O_max} = 47V, V_{DD_max} = 20V, N_S/N_A = 2.35
MOSFET的最大导通时间t_{on_max} 可以表示为

其中 f_{s_min} 是最小开关切换频率。
MOSFET 的最大占空比 D_{on_max} 可以表示为

初级侧电感 L_m 可导出为

因此，当最小开关切换频率 f_{s_min} 决定之后，就可以求得 L_m 。

在此范例中：设定 f_{s_min} = 54 kHz，
V_ro = 125V，V_{ac_min_pk} = 127 V，算出 t_{on_max} = 8.68μs 和 L_m = 899μH
为避免铁芯饱和，变压器初级侧的最小匝数可由以下算式得到：

其中 A_e 是铁芯的横截面面积 (单位：m² )，而 B_max 是最大磁通密度 (单位：Gauss)。

在此范例中：
I_{P_pk} = 1.23A，L_m = 899μH，选用 EDR-28 铁芯，而其横截面面积 A_e = 88 m²。设定 B_max = 2950 Gauss。得 N_{P_min} > 42.5 匝。现在变压器所有的参数都已决定，包括 N_{P_min}、 N_P/N_S、 N_S/N_A 和 L_m。
N_P = 43T，N_S = 43/2.62 = 16.4T，所以 N_S 选 16T，而 N_A = 16/2.35 = 6.8T，故 N_A 选 7T。

步骤 3、选用电流检测电阻

电流检测电阻 R_CS可以由以下公式决定：

其中 K_CC 是控制 IC 内部的参数。

在此范例中：实际的 N_P/N_S = 2.69，K_CC = 0.25，I_O = 0.4A，CTR_TX1= 0.9，可算出电流检测电阻 R_CS = (1/2)*2.69*(0.25/0.4)*0.9 = 0.79 Ω

步骤 4、选用桥式整流器

桥式整流器的最大逆向电压 V_{RRM_max} 可以表示为：

桥式整流器的最大顺向电流I_{BR_max} 可以表示为：

在此范例中：

I_{BR_max} = 22.12/90 = 0.25A

一个 600V/1A 桥式整流器能提供足够的降额值，其中包括涌入电流和电压过冲。

步骤 5、选用MOSFET

MOSFET 的最大漏-源极电压应力 V_{DS_max} 为：

其中 V_clamp 是缓冲电路的最大电压，必须高于 V_ro。
MOSFET 的最大的漏-源极电流应力 I_{DS_max} 则为：

在此范例中：设定 V_clamp = 160V
V_{DS_max} = 373 + 160 = 533V：为达足够的降额值，选择至少有 650V 绝对最大额定值的 MOSFET。
I_{DS_max} = I_{P_pk} = 1.23A：选择 MOSFET 的 R_dson 和散热有关。在小型 T8 设计中，选用 R_dson = 1.8Ω、4A 的 MOSFET，不需要散热片。

步骤 6、选用输出二极管和辅助二极管

输出二极管的最大逆向电压应力 V_{Do_max} 可以表示为：

其中 V_{O_OVP} 是输出过压保护临界值。输出二极管的最大平均顺向电流应力 I_{Do_max} 可以表示为：

在此范例中：设定 V_{O_OVP} = 61V
V_{Do_max} = 373 / 2.62 + 61 = 203V
I_{Do_max} = I_O = 0.4A
选择高电流绝对最大额定值的二极管可有较好的效率。辅助二极管的最大逆向电压应力 V_{Da_max} 可以表示为：

其中 V_{DD_OVP} 是 VDD 过压保护临界值。输出二极管的最大平均顺向电流应力 I_{Da_max} 可以表示为：

其中 I_{DD_max} 是控制IC的最大操作电流。在此范例中：
V_{DD_OVP} = 27V
V_{Da_max} = 373 /（2.62 * 2.35）+ 27 = 87.8V
I_{Da_max} = I_{DD_max} = 5mA

步骤 7、最小导通时间的设定

RT7302 限制每个开关切换周期最低的导通时间为 t_{on_min}。t_{on_min} 是取样保持 ZCD 电流 I_{ZCD_SH} 的函数，其关系如下：

I_{ZCD_SH} 可以表示为：

因此，可以决定 R_ZCD1：

此外，流出 ZCD 接脚的电流必须低于 2.5mA （典型值）。因此，决定 R_ZCD1 时也必须注意：

在此范例中：

设定 R_ZCD1 = 60kΩ
当 V_in = 10V，t_{on_min} = 405 p * 60 k *（2.62 * 2.35）/10 = 14.9μs
一般情况下，t_{on_min} 较长，可以稍微改善 THDi。但如果 t_{on_min} 太长，在V_in 零交越时会产生电流谐振，THDi 反而因此恶化。因此，t_{on_min} 可根据测量的 THDi 而微调。

步骤 8、输出过压保护的设定

输出过压保护是通过检测辅助线圈的膝点电压来实现的。 R_ZCD2可以由以下方程序得到：

在此范例中：设定 V_{O_OVP} = 61V
可以计算出 R_ZCD2 = 7.9kΩ

步骤 9、传输延迟补偿的设计

传输延迟效应所引起的 V_CS 偏差（ΔV_CS）可导出如下式：

其中 t_d 为延迟时间，包括 RT7302 的传输延迟和 MOSFET 关断的转态时间。RT7302 的 CS 接脚所流出的电流 I_CS 可以表示为：

其中 K_PC 是控制 IC 内部的常数值。R_PC 可由下式获得：

t_d 估计约为150ns。

在此范例中：
R_PC = 150n*0.74*60k/(899μ*0.02)*(2.62*2.35) = 2.3kΩ

然而，延迟周期 t_d 会随 MOSFET 的寄生电容、控制 IC 的闸极驱动能力和传输延迟等而改变，因此无法准确估计 t_d ，而 R_PC 需要根据所测量的输出电流作修改。如果输出电流随 V_in 上升而增加时，R_PC 应增加；如果输出电流随 V_in 上升而减少时，R_PC 应降低。

步骤 10 、前馈补偿设计（仅适用于RT7302)

COMP 电压 V_COMP 可从下列公式导出。

V_{MULT_pk} 是 MULT 接脚上的峰值电压。 Gm_ramp 是脉动信号产生器的转导值，其典型值为 2.5μA /V。C_ramp 是脉动信号产生器的电容，其典型值为 6.5pF。当转换器操作在 CRM 时，（t_on + t_off）/ t_S = 1。建议把 V_{COMP_min} 设计在 1.2〜1.5V 的范围内，而 R_M2 在 30〜60kΩ 之间。因此，分压器的电阻值 R_M1 和 R_M2 可以根据以上参数来决定。

在此范例中：
t_{on_max} = 8.68μs。设定 V_{COMP_min} = 1.2 v，得 V_{MULT_pk} = 0.85V。设定 R_M2 = 43kΩ，可以计算出 R_M1 = 6.4MΩ。

4. 设计工具说明

利用 RT7302 设计工具和 RT7304 设计工具，可快速地决定所需的元件值。其内容与第 3 章中所述的设计程序相同。在设计工具中，使用者将操作参数输入于「黄色网格」中；而根据所输入的参数，设计工具会自动将产生的结果放在「粉红色网格」中。

下表一显示为 18W T8 参考设计所输入的数据和其所计算出的结果。

表一、设计工具的数据

5. 评估板的电路示意图

评估板的电路示意图如图四所示。

图四、18W T8 LED 驱动器参考设计之电路示意图

在参考电路设计中，加上RV1 作为雷击保护；加上 LX2、CX1 和 LX1以减少输入电源的传导电磁干扰，而L1 和 LX3 则是为了减少辐射电磁干扰。

完整的材料清单如下方表二所示。

表二、18W LED 驱动器之参考设计完整的材料清单

变压器设计：变压器之设计规格，如图五所示。

图五、变压器规格

以夹层结构绕制变压器初级侧能减少变压器的漏电感，因而增进效率和输出电流调节率。变压器的最大电压摆幅是发生在接脚 3，应将其放在最内侧，以改善辐射电磁干扰。为符合安全标准，在次级侧通常采用三层绝缘线以提供有效的绝缘。

6. 电气性能的测量结果

下方表三显示了在全电源电压范围内，LED 驱动器输入和输出参数。

表三、性能测量结果

电流调节率 = 1.23%
效率偏差 = 3.52%
最大PF = 0.996
最小PF= 0.974

由以上数据可看出，此设计有良好的电流调节率，驱动器效率易达到设计要求，且功率因数和 THDi 都完全符合照明应用的规定。

表四中分别显示在各种操作条件下，其电压和电流的波形：

表四、在各种操作条件下所量测的波形

7. PCB 布局注意事项

此参考设计的 PCB 布局如下面图六所示；它建构于 FR-4 材料制作的双面 PCB，并有狭窄的外观尺寸，使其能适合于 T8 狭窄的灯罩。

为减少电磁干扰，应尽可能使闸极驱动器、缓冲电路、输出二极管和主要 MOSFET 开关回路等的电流回路愈短愈好。控制 IC、电流检测电阻、辅助线圈和 Y 电容的接地端个别接到输入电容的接地端。分别连接于控制 IC 的 COMP 接脚、ZCD 接脚和 MULT 接脚的电容则都尽量靠近 IC。

上层文字 (元件位置)

上层走线

下层走线

图六、PCB 布局

8. 总结

有此循序渐进的设计指南和 RT7302 设计工具的帮助，使用者就能够快速地设计出满足高性能离线式LED 驱动器要求的LED 驱动器；无需次级侧的感测可大为简化驱动器的机构设计，并可使用小型外观尺寸的PCB 板。按照本设计指南去设计，即可符合电磁干扰的相关要求，并且通过雷击测试。虽然此参考设计是针对18W LED 驱动器而设计的，但 RT7302 可广泛地应用在各种 8W ~ 60W LED 驱动器应用中。