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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302RT7304 之設計指南


摘要

RT7302RT7304 是具有主動式功率因數校正的定電流 LED 驅動器;在寬電源電壓範圍內,能支援高功率因數,並且可在準諧振 (QR) 模式下驅動轉換器,以達到較高的效率。藉由初級側調節 (PSR),RT7302 和RT304 無需利用次級側的並聯穩壓器或是光耦合器,即能精確地調節輸出電流,故此得以減少外部元件數、成本和驅動器基板的尺寸。

RT7302為實例,本應用須知為具PFC、隔離式、單級定電流LED驅動器,提供了一循序漸進的設計指南。RT7304 也同樣可適用。

本應用須知的設計實例是一個具有細長外觀的18W LED驅動器,適用於T8 LED燈管;但同樣的設計方式也可以用在其它LED燈泡、或其他外觀尺寸的應用當中。



1. 簡介

RT7302RT7304 是具有主動式功率因數校正的定電流 LED 驅動器;在寬電源電壓範圍內,能支援高功率因數,並且可在準諧振 (QR) 模式下驅動轉換器,以達到較高的效率。藉由初級側調節 (PSR),RT7302 和RT304 無需利用次級側的並聯穩壓器或是光耦合器,即能精確地調節輸出電流,故此得以減少外部元件數、成本和驅動器基板尺寸。

RT7304 提供了穩健的設計,因其內嵌了全面的保護功能,包括 LED 開路保護、LED 短路保護、輸出二極體短路保護、VDD 欠壓鎖定 (UVLO) 、VDD 過壓保護 (VDD OVP) 、過溫保護 (OTP) 和逐週期電流限制。RT7304 採用具成本效益的SOT-23-6 封裝。

RT7302 具有和 RT7304 相同的基本功能,但整合更多的功能,包括 HV 接腳提供的快速啟動、 PWM 調光和輸入電壓前饋補償等。RT7302 採用 SOP-8 封裝。

RT7302為實例,本應用須知為具PFC、隔離式、單級定電流LED驅動器,提供了一循序漸進的設計指南。RT7304 也同樣可適用。

本應用須知的設計實例是一個具有細長外觀的18W LED驅動器,適用於T8 LED燈管;但同樣的設計方式也可以用在其它LED燈泡、或其他外觀尺寸的應用當中。

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圖一、18W T8 LED 裝配件及應用評估板


2. RT7302 的基本操作

圖二顯示RT7302 用於典型的返馳轉換器架構之中,其中輸入電壓為Vin

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圖二

當主開關 Q1 導通一段固定時間ton 時,磁電感Lm 的峰值電流IL_pk 可以由下面公式計算而得:

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若輸入電壓為正弦波輸入電壓 Vin_pk·sin(θ) 經過全橋整流器後的輸出電壓,則電感峰值電流 IL_pk 可由以下公式來表示:

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轉換器操作於有固定導通時間控制的臨界導通模式(CRM)時,峰值電感電流的波封會與輸入電壓波形同相位,因此而達到高功率因數。最小導通時間是由 ZCD 網絡中,分壓器的上部電阻RZCD1所設定的。

準諧振切換是透過檢測輔助線圈零電流的狀態及內部智慧型波谷偵測電路而實現。在諧振波谷電壓發生時才導通MOSFET,如此可降低開關切換的損耗和電磁干擾。ZCD 接腳也用於檢測輸出過壓;過壓保護臨界值可由RZCD2調整。

CS 接腳可感測 MOSFET 源極電阻上的電壓,如此可檢測初級側峰值電流。藉由內部的前緣遮沒電路可濾除此信號上的任何尖峰脈衝。傳輸延遲所造成的電流偏差可由 CS 接腳內部的電流源和外部串聯電阻 RPC 來補償。

MULT 接腳用於檢測輸入峰值電壓,並且控制影響 ton 的斜坡信號。利用所檢測到的輸入電壓來產生前饋信號,使其能在輸入電壓範圍內,調整斜坡信號以達到恆定的COMP 電壓。如此,可以在全電源範圍內,改善調節率、簡化補償方式、並能達到最大功率限制;此特性對於適用於全電源範圍的LED驅動器之設計尤為重要。

RT7302 的 HV 接腳在啟動過程中會快速地對連接於 VDD 接腳的電容器充電。在啟動過程結束之後,HV 接腳即斷開此連接;VDD 之後由輔助線圈供電。此方法能確保快速啟動,並且於正常操作期間,在洩流電阻上不會消耗額外的功率。

設計程序:

基本設計步驟如下:

確定輸入和輸出條件 → 計算輸入功率 → 變壓器的設計,計算匝數比 N ,初級側電感值、初級和次級線圈的匝數 → 選用電流檢測電阻(RCS)、橋式整流器、MOSFET 、輸出二極體 → 最低導通時間 (ton)設定(RZCD1)→ 過壓保護設定(RZCD2)→ 傳輸延遲設定(RPC) → 前饋補償(RM1,RM2

利用RT7302的設計工具,可快速地決定所需的元件值。在第3 章,將詳細解說並示範18W 參考設計的每一設計步驟。

3. 18W T8 LED 驅動器的設計

這一章的 LED 驅動器實例是 18W T8 LED 驅動器評估板,如圖三所示。

IMG_2532.jpg

圖三、評估板尺寸為230x18x10mm,可放在T8窄燈管的LED板後面

設計規格要求:

  • 輸入範圍: 90V ~ 264 Vac
  • LED 負載: 45V / 400mA
  • 在 120V / 230 Vac,效率 > 85%
  • PF: > 0.95 和 THDi < 15% (符合 IEC61000-3-2 C & D級)

步驟1、輸入和輸出條件

輸入和輸出條件如下所列:最大交流輸入電壓 Vac_max:264Vac
最低交流輸入電壓 Vac_min:90Vac
電源頻率f line : 50 Hz / 60 Hz
平均輸出電流IO:400mA
最小平均輸出電壓 Vo_min:43V
最大平均輸出電壓 Vo_max:47V
LED燈串使用14個高功率LED,總動態電阻為14Ω

估計之最大平均輸入功率 Pin_max_est可以表示為:

Technical Document Image Preview 其中 ƞ 為估計的效率。

估計的效率為 85%,則輸入功率為: 47 * 0.4 / 0.85 = 22.12W。

變壓器的估計峰值電流轉換比(CTRTX1)可以表示為

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其中 ISEC_PK是次級側峰值電流,IPRI_PK是初級側峰值電流,NS是次級線圈匝數,而NP是初級線圈匝數。CTRTX1估計約為 0.9。

反射輸出電壓 Vro 可表示為

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其中 Vf是輸出二極體的順向電壓。建議 Vro 必須是在 95 ~ 125V。在此範例中: 設定 Vro = 125V。

在最大輸出電壓時,最小 VDD 電源電壓 VDD_Vomax_min可得如下:

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其中 VTH_OFF是控制器的下降欠壓鎖定 (UVLO)臨界電壓。

在最大輸出電壓時,VDD 電源電壓 VDD_max 必須在 VDD_Vomax_min ~ VDD_OVP_min範圍內。

在此範例中:
VO_max = 47V,VO_min = 43V,VTH_OFF_max = 10V,VDD_Vomax_min = 14.2V
設定VDD_max = 20V。

計算輸出電容COUT

輸出電容值會決定 LED 燈串上的電壓漣波量。此電壓漣波和 LED 燈串的動態電阻,會決定通過 LED 燈串的電流漣波,因而造成100Hz或120Hz的光閃爍。

在本範例中,所允許的最大LED 電流漣波振幅設為 340mApp,即漣波百分比為 42%。LED 燈串串聯了14 個LED,總動態電阻為14Ω,所以電壓漣波VOUT = 0.34A * 14 Ω = 4.76Vpp。變壓器次級線圈電流可估計為一個頻率為輸入電源頻率兩倍的低頻漣波,且此低頻漣波的峰至峰振幅為平均輸出電流的兩倍。輸出電容值由下式可算出:

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其中IOUT_PP 是兩倍的平均LED電流,VOUT_PP 是所允許的交流輸出電壓漣波,而 f 是兩倍電源頻率。以電源頻率 50Hz 來計算:COUT = 2 * 0.4 /(4.76 * 2 * π * 100)= 267µF。若想要LED電流漣波愈小,則 COUT 值需增加。然而,當LED燈串的總動態電阻較高時,COUT 值可以減小。

步驟2、變壓器的設計

理想的初級與次級線圈匝數比可以表示為

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在此範例中:
Vro = 125V,VO_max = 47V,Vf = 0.7V,得NP/NS = 2.62

理想的次級與輔助線圈匝數比可以表示為

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在此範例中:
VO_max = 47V,VDD_max = 20V,得NS/NA = 2.35

MOSFET的最大導通時間ton_max 可以表示為

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其中fs_min是最小開關切換頻率。

MOSFET的最大責任週期Don_max 可以表示為

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初級側電感Lm可導出為

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因此,當最小開關切換頻率 fs_min決定之後,就可以求得 Lm

在此範例中:設定 fs_min = 54 kHz,
Vro = 125V,Vac_min_pk = 127 V,算出 ton_max = 8.68μs 和 Lm = 899μH

為避免鐵芯飽和,變壓器初級側的最小匝數可由以下算式得到:

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其中Ae是鐵芯的橫截面面積 (單位:m2 ),而Bmax 是最大磁通密度 (單位:Gauss)。

在此範例中:
IP_pk = 1.23A,Lm = 899μH,選用EDR-28鐵芯,而其橫截面面積 Ae = 88 m2。設定Bmax = 2950 Gauss。得 NP_min > 42.5 匝。現在變壓器所有的參數都已決定,包括 NP_min、 NP/NS、 NS/NA和 Lm
NP = 43T,NS = 43/2.62 = 16.4T,所以NS選 16T,而NA = 16/2.35 = 6.8T,故NA選 7T。

步驟3、選用電流檢測電阻

電流檢測電阻 RCS可以由以下公式決定:

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其中 KCC是控制IC內部的參數。

在此範例中:實際的 NP / NS = 2.69,KCC = 0.25,IO = 0.4A,CTRTX1= 0.9,可算出電流檢測電阻RCS = (1/2) * 2.69 * (0.25 / 0.4) * 0.9 = 0.79 Ω。

步驟4、選用橋式整流器

橋式整流器的最大逆向電壓VRRM_max可以表示為:

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橋式整流器的最大順向電流IBR_max 可以表示為:

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在此範例中:

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IBR_max = 22.12 / 90 = 0.25A
一個600V/ 1A橋式整流器能提供足夠的降額值,其中包括湧入電流和電壓過衝。

步驟5、選用MOSFET

MOSFET的最大汲-源極電壓應力 VDS_max 為:

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其中Vclamp是緩衝電路的最大電壓,必須高於 Vro。MOSFET的最大的汲-源極電流應力IDS_max 則為:

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在此範例中:設定Vclamp = 160V
VDS_max = 373 + 160 = 533V: 為達足夠的降額值,選擇至少有650V 額定值的 MOSFET。
IDS_max = IP_pk = 1.23A:選擇MOSFET 的Rdson 和散熱有關。在小型 T8 設計中,選用 Rdson = 1.8Ω、4A 的MOSFET,不需要散熱片。

步驟6、選用輸出二極體和輔助二極體

輸出二極體的最大逆向電壓應力VDo_max可以表示為:

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其中 VO_OVP是輸出過壓保護臨界值。

輸出二極體的最大平均順向電流應力IDo_max可以表示為:

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在此範例中:設定 VO_OVP = 61V
VDo_max = 373 / 2.62 + 61 = 203V
IDo_max = IO = 0.4A
選擇高電流額定值的二極體可有較好的效率。

輔助二極體的最大逆向電壓應力VDa_max可以表示為:

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其中 VDD_OVP是 VDD 過壓保護臨界值。

輸出二極體的最大平均順向電流應力IDa_max可以表示為:

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其中IDD_max是控制IC的最大操作電流。

在此範例中:
VDD_OVP = 27V
VDa_max = 373 /(2.62 * 2.35)+ 27 = 87.8V
IDa_max = IDD_max = 5mA

步驟7、最小導通時間的設定

RT7302 限制每個開關切換週期最低的導通時間為 ton_min。ton_min 是取樣保持ZCD 電流IZCD_SH的函數,其關係如下:

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IZCD_SH可以表示為:

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因此,可以決定RZCD1

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此外,流出 ZCD 接腳的電流必須低於 2.5mA (典型值)。因此,決定RZCD1時也必須注意:Technical Document Image Preview

在此範例中:

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設定 RZCD1 = 60kΩ
當Vin = 10V,ton_min = 405 p * 60 k *(2.62 * 2.35)/ 10 = 14.9μs
一般情況下,ton_min 較長,可以稍微改善 THDi。但如果 ton_min 太長,在Vin 零交越時會產生電流諧振,THDi 反而因此惡化。因此,ton_min 可根據測量的 THDi 而微調。

步驟8、輸出過壓保護的設定

輸出過壓保護是通過檢測輔助線圈的膝點電壓來實現的。 RZCD2可以由以下方程式得到:

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在此範例中:設定 VO_OVP = 61V
可以計算出 RZCD2 = 7.9kΩ

步驟9、傳輸延遲補償的設計

傳輸延遲效應所引起的 VCS偏差(ΔVCS)可導出如下式:

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其中 td 為延遲時間,包括 RT7302 的傳輸延遲和 MOSFET 關斷的轉態時間。RT7302 的CS 接腳所流出的電流ICS可以表示為:

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其中 KPC是控制IC內部的常數值。RPC可由下式獲得:

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td 估計約為150ns。

在此範例中:
RPC = 150n*0.74*60k/(899μ*0.02)*(2.62*2.35) = 2.3kΩ

然而,延遲週期 td 會隨 MOSFET 的寄生電容、控制IC的閘極驅動能力和傳輸延遲等而改變,因此無法準確估計 td ,而 RPC需要根據所測量的輸出電流作修改。如果輸出電流隨Vin上升而增加時,RPC 應增加;如果輸出電流隨Vin上升而減少時,RPC 應降低。

步驟 10 、前饋補償設計(僅適用於RT7302)

COMP 電壓 VCOMP可從下列公式導出。

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VMULT_pk 是 MULT 接腳上的峰值電壓。 Gmramp 是斜坡信號產生器的轉導值,其典型值為 2.5μA/V。Cramp是斜坡信號產生器的電容,其典型值為 6.5pF。當轉換器操作在 CRM 時,(ton + toff)/ tS=1。建議把VCOMP_min設計在1.2〜1.5V 的範圍內,而RM2在 30〜60kΩ 之間。因此,分壓器的電阻值RM1和RM2可以根據以上參數來決定。

在此範例中:
ton_max = 8.68μs。設定 VCOMP_min = 1.2V,得 VMULT_pk = 0.85V。設定 RM2 = 43kΩ,可以計算出 RM1 = 6.4MΩ。


4. 設計工具說明

利用RT7302 設計工具和 RT7304 設計工具,可快速地決定所需的元件值。其內容與第 3 章中所述的設計步驟相同。在設計工具中,使用者將操作參數輸入於「黃色網格」中;而根據所輸入的參數,設計工具會自動將產生的結果放在「粉紅色網格」中。

下表一顯示為18W T8參考設計所輸入的數據和其所計算出的結果。

表一、設計工具的數據


5. 評估板的電路示意圖

評估板的電路示意圖如圖四所示。

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圖四、18W T8 LED 驅動器參考設計之電路示意圖

在參考電路設計中,加上RV1 作為雷擊保護; 加上 LX2、CX1 和 LX1以減少輸入電源的傳導電磁干擾,而L1 和 LX3 則是為了減少輻射電磁干擾。

完整的材料清單如下方表二所示。

表二、18W LED 驅動器之參考設計完整的材料清單

Item

Quantity

Reference

Part/Value

Type

Vendor

Remark

1

1

F1

T1.25A/300V

SS-5F-2P

Littlefuse

2

1

RV1

7N471K

TVS-2P

Thinking

3

1

LX2

30mH

LRS-T14

Abliss

T12.7*7.92*4.9(µi=10000)

4

1

CX1

0.1µF

CFS-12X12

Shiny Space

5

1

LX1

5mH

LDS-D9X12

Mag. layers

6

1

BD1

1A/600V

DB-1A

GW

7

1

C4

0.1µF/500V

CFS-11X10

Murata

8

3

R6, R7, R9

2.2MΩ

805

RALEC

9

1

R19

43kΩ

603

RALEC

10

1

C6

22nF/50V

603

Murata

11

1

C7

2.2µF/25V

805

Murata

12

1

R22

603

RALEC

13

1

R8

10kΩ

1206

RALEC

14

1

R2

140kΩ

1206

RALEC

15

1

D2

FM4007

SOD123

Willas

16

1

C2

2.2nF/1kV

1206

Murata

17

1

R13

200R

805

RALEC

18

1

D4

1N4148

SOD-123

Willas

19

1

Q1

4A/650V

TO-220

IPS

FTA04N65D

20

1

C9

100p/1kV

1206

Murata

21

1

LX3

T3.5*3*1.4

---

King core

On Source pin of Q1

22

3

R15, R16, R17

2.21Ω

1206

RALEC

23

1

R14

2kΩ

603

RALEC

24

1

C10

470p/1kV

1206

Murata

25

1

CY1

1000pF/250Vac

CAP-10mm

Murata

26

1

R10

60kΩ

603

RALEC

27

1

R18

8.06kΩ

603

RALEC

28

1

C5

22pF

603

Murata

29

1

D3

BAV21

SOD-123

Willas

30

1

R11

82R

603

RALEC

31

1

EC2

33μF/50V

CES-5X11

Rubycon

32

1

T1

EDR28

EDR28

Abliss

33

1

U1

RT7302

SOP-8

Richtek

34

1

D1

SF26

DO-15

Willas

35

1

R1

33.2R

1206

RALEC

36

1

C1

220p/1kV

1206

Murata

37

1

EC1

270μF/63V

CES-10X25

Rubycon

38

1

L1

110μF

LR-T9

Abliss

T9*5*3(μi=10000)

39

1

R4

200kΩ

1206

RALEC

變壓器設計: 變壓器之設計規格,如圖五所示。

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圖五、變壓器規格

以夾層結構繞製變壓器初級側能減少變壓器的漏電感,因而增進效率和輸出電流調節率。變壓器的最大電壓擺幅是發生在接腳 3,應將其放在最內側,以改善輻射電磁干擾。為符合安全標準,在次級側通常採用三層絕緣線以提供有效的絕緣。


6. 電氣性能的測量結果

下方表三顯示了在全電源電壓範圍內,LED 驅動器輸入和輸出參數。

表三、性能測量結果

Frequency

Vac [V]

Pin [Watt]

Vout [V]

Iout [mA]

Pout [Watt]

Eff. [%]

PF Value

THD

60Hz

90

21.54

45.75

405

18.53

86.02%

0.9960

6.37

60Hz

100

21.24

45.78

405

18.54

87.29%

0.9960

6.68

60Hz

110

21.03

45.80

404

18.50

87.98%

0.9954

7.03

60Hz

120

20.87

45.83

403

18.47

88.50%

0.9950

7.24

60Hz

132

20.73

45.86

402

18.44

88.93%

0.9944

7.53

50Hz

180

20.60

46.00

401

18.45

89.54%

0.9908

7.51

50Hz

200

20.60

46.07

400

18.43

89.46%

0.9886

7.02

50Hz

220

20.64

46.15

400

18.46

89.44%

0.9851

6.73

50Hz

230

20.69

46.23

400

18.49

89.38%

0.9832

6.82

50Hz

240

20.75

46.31

400

18.52

89.27%

0.9811

6.99

50Hz

264

20.90

46.44

400

18.58

88.88%

0.9738

7.86

電流調節率 = 1.23%
效率偏差 = 3.52%
最大PF = 0.996
最小PF = 0.974

由以上數據可看出,此設計有良好的電流調節率、驅動器效率易達到設計要求、且功率因數和 THDi 都完全符合照明應用的規定。

表四中分別顯示在各種操作條件下,其電壓和電流的波形:

表四、在各種操作條件下所量測的波形

啟動

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Vin = 90Vac: T-start = 630msec

Vin = 264Vac: T-start = 210msec

輸入波形

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Vin = 90Vac

Vin = 264Vac

輸出波形

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Vin = 90Vac

Vin = 264Vac

輸入電流諧波含量:(IEC61000-3-2)

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Vin = 110Vac: passes Class C and D

Vin = 230Vac: passes Class C and D

傳導電磁干擾

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Vin = 230V-L

Vin = 230V-N

此展示板在120V和230Vac均通過傳導和輻射電磁干擾


7. PCB 佈局注意事項

此參考設計的 PCB 佈局如下面圖六所示;它建構於FR-4 材料製作的雙面PCB,並有狹窄的外觀尺寸,使其能適合於T8 狹窄的燈罩。

為減少電磁干擾,應盡可能使閘極驅動器、緩衝電路、輸出二極體和主要MOSFET開關迴路等的電流迴路愈短愈好。控制IC、電流檢測電阻、輔助線圈和Y電容的接地端個別接到輸入電容的接地端。分別連接於控制IC的COMP接腳、ZCD接腳和MULT接腳的電容則都盡量靠近IC。

Technical Document Image Preview上層文字 (元件位置)

Technical Document Image Preview上層走線

Technical Document Image Preview下層走線

圖六、PCB 佈局


8. 總結

有此循序漸進的設計指南和 RT7302 設計工具的幫助,使用者就能夠快速地設計出滿足高性能離線LED 驅動器要求的LED 驅動器;無需次級側的感測可大為簡化驅動器的機構設計,並可使用小型外觀尺寸的PCB 板。按照本設計指南去設計,即可符合電磁干擾的相關要求,並且通過雷擊測試。雖然此參考設計是針對18W LED 驅動器而設計的,但 RT7302 可廣泛地應用在各種 8W ~ 60W LED 驅動器。



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