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怎样利用快速瞬变负载测试DC/DC转换器



摘要

负载瞬变测试是检查功率转换器表现的一种快速方法,它可以反映出转换器的调整速度,能将转换器的稳定性问题凸显出来。转换器的负载调整特性、占空比极限、PCB布局问题和输入电压的稳定性也可经此测试快速显现出来。此文解释了负载瞬变测试的原理,并将其用于实际的DC/DC问题解决过程中,最后还给出了自制低成本快速瞬变负载工具的方法。



1. 概述

许多现今的电子设备都包含了计算和无线连接功能,这些功能电路常常表现出很重的脉冲负载特性。面对这种快速变化的脉冲负载,全新的DC/DC转换器需要具有快速的环路响应特性来维持输出电压的稳定。为了测试这种类型的转换器,拥有能够生成与最终应用类似的快速变化的负载的工具是很重要的。

对于具有比较稳定的负载的通用型DC/DC转换器来说,快速的回路响应特性是不需要的,因而也不必进行负载瞬态响应特性的测试。但在把快速阶跃变化的负载施加到一个稳压器上时,必然在很宽的频带内对调节回路造成冲击,在某些情况下甚至可能逼迫它们运行在控制回路的极限之下。通过将一个快速变化的阶跃负载施加到一个转换器的输出端,再对其输出电压的响应过程进行分析,可让我们快速而且容易地知道这个转换器在面临这样的状况时能否维持其输出电压的稳定,同时也能凸显出可能存在的环路稳定性问题、电源供应的稳定性问题、斜坡补偿问题、负载调节性能和PCB布局问题。



2. 典型的DC/DC转换器阶跃响应特性

图1显示了一个电流模式Buck转换器在其负载发生1A快速跳变时典型的响应过程,其输出电压正常值VOUT NOM = 3.3V。

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图1 :电流模式Buck转换器面对快速瞬变负载时的响应

电流模式转换器对负载的阶跃变化不能做出即时响应,所以,当负载发生阶跃变化的时候,供给负载的电流最初是来源于输出电容里的储能。面对负载的快速跳变,输出电容的ESR和ESL首先起作用,在输出电压上表现为一个不大的跳变和尖峰,然后才是输出电容放电的开始,这将造成输出电压的下沉。输出电压的下降将被误差放大器感知到,相应地,这将导致VCOMP的上升,这又会增加开关Q1导通的占空比,电感电流因此增大以满足负载增大了的需要。在此过程关中,电压下沉的幅度和恢复的时间将取决于多种因素:输出电容的大小,负载电流跳变的幅度和它变化的速度dI/dt,误差放大器的补偿水平和整个控制回路的带宽。

抛开由ESR和ESL造成的尖峰来看,转换器的阶跃响应过程在这个案例中看起来是非常平滑的,这表明此转换器的表现是稳健的。响应过程中的电压下沉幅度为75mV,相当于输出电压的2.2%,这对大部分3.3V的电源供应来说是可以接受的。需要注意的是,如果我们使用的输出电容是低ESR的MLCC,由ESR所造成的跳变通常就看不出来。

可能影响转换器面对负载阶跃的响应过程的情形大概有这些:

1. 不稳定的控制回路:当控制回路调整得不好时,转换器的控制作用可能过头,快速负载阶跃可能导致输出电压的颠簸或是存在振铃现象,某些情况下甚至可能进入振荡状态。

2. 不稳定的电源供应:转换器输出端的负载跳变会导致转换器输入端的电源供应器的负载跳变。假如电源供应器的稳定性不好,或者是与转换器匹配得不好,则电源供应器自身就可能振荡起来,这必然会传递到转换器的输出端,看起来就像转换器的控制回路不稳定一样。

3. 斜坡补偿问题:电流模式转换器采用斜坡补偿方法避免高占空比应用中可能出现的次谐波振荡。为了让斜坡补偿工作正常,适当程度的电感电流纹波是必须的。电感选择不当会导致不当的电流纹波,并在遇到阶跃负载时出现不稳定的次谐波。

4. 在占空比极限下工作:当转换器在靠近最小/最大占空比的状态下运行时,负载的快速阶跃变化将使转换器触及占空比的极限,这将导致输出电压下沉或上冲过度,某些时候甚至会造成转换器运作在保护模式下。

5. PCB布局问题:假如由于PCB布局而造成的阻抗出现在转换器的小信号环节和功率环节上,电压的耗损和噪声的耦合就会发生,这将劣化转换器对阶跃负载的响应特性。假如负载处在远离转换器的地方,多出来的路径阻抗会在负载增加时导致电压的下沉,劣化转换器的负载调整性能。此外,当负载发生跳变时,路径电感也能导致振铃信号的出现。

后面的章节将针对上述问题分别提出应对的方法。



3. 不稳定的控制回路

回路稳定性问题是功率转换器设计中很重要的一个方面,增益-相位分析法是常用的检查功率转换器回路是否稳定的方法。通过对转换器进行快速负载瞬变测试查看其稳定性是可能的,但要从中看出到底是哪里出了问题并不总是十分清晰的。

图2显示了一个标准的电流模式Buck转换器的控制回路 :

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图2

(简化了的)调制器的增益GVC拥有一个负载极点Technical Document Image Preview和一个ESR零点Technical Document Image Preview

峰值电流模式控制架构的取样和保持电路将导致一对位于开关工作频率一半处的双极点。

补偿器的增益常被用于将转换器的单位增益频率设定在工作频率的1/10处以避开双极点的影响 :Technical Document Image Preview

于是,转换器的带宽大概就是 :Technical Document Image Preview

补偿器的零点被设计在靠近调制器负载极点处 :Technical Document Image Preview

补偿器的极点 被设计在靠近调制器的ESR零点处 :Technical Document Image Preview

当使用MLCC作为输出电容时,ESR零点频率会很高,常常超过了工作频率。在这种情况下,将补偿电路的极点设定在工作频率的一半处可避免转换器的切换噪声影响环路的工作。需要注意的是,许多转换器具有内部的位于COMP和地之间的电容,因而外部的CP可以很小或是被省略掉。

通过将单位增益频率处的相位进行提升,可以赢得足够的相位裕量以实现稳定工作。不稳定的工作状态(相位裕量不足)可以发生在单位增益频率发生移动或是补偿电路的零点或极点频率选择不当时。

为了示范上述理论,让我们来看一个典型的12V à 3.3V / 2A应用的案例。我们将使用800kHz工作频率的电流模式Buck转换器RT7247CHGSP来进行,计算元件参数所用的工具是免费的在线设计工具Richtek Designer™,这个应用的电路如图3所示 :

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图3

使用前文所述公式和设计工具生成的原理图中的元件值,我们可以得到如下的环路参数:

fC = 79kHz,靠近工作频率fSW的1/10;

fP_LOAD = 2.2kHz,针对2A负载;

取样保持电路的双极点频率 :fP_S/H = 400kHz;

fP_ESR = 1.4MHz,基于两只5mΩ MLCC的并联;

补偿器的零点:fZ = 1.8kHz;

补偿器的极点频率:fP = 508kHz,基于1pF外部电容和11pF的COMP端内部电容。

仿真所得的增益相位图如图4所示,实际的带宽为69kHz,相应的相位裕量为57°。

由于调制器采样保持电路的作用,相位裕量在高频部分快速下降。

实际的电路按照下图所示的元件值得以形成 :

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图4

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图 5

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图 6

当使用电子负载形成相对比较慢的负载阶跃对此电路进行测试时,其响应过程看起来是不错的(参见图6)。

但在使用第8章所述的快速瞬变测试工具形成的快速阶跃负载对此电路进行测试时,电路的响应就出现了过度的振铃信号(参见图7),这表示此电路的环路稳定性并不理想。

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图 7

对响应过程进行更细致的观察,可以看到振铃过程包含多个周期,其振荡的频率大约为139kHz。

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图8 :不同相位裕量与阶跃响应之间的关系

为了对相位裕量进行评估,图8中的图形可供利用。(请注意我们所测量到的振铃信号是叠加在指数型的恢复波形上的,该波形由于CCOMP很大而变得很慢。)

由于我们测量到了好些个振铃信号周期,所 以相位裕量应该是低于36°。

透过阶跃响应中的振铃信号的频率,环路的带宽可以被评估出来,我们由此得到的带宽很高,大约为139kHz。

因此,在计算出来的环路带宽和实际测量出来的带宽之间出现了明显的不同。

影响环路带宽的参数是Technical Document Image Preview

假设IC的参数都是正确的,看起来能够造成错误的参数似乎只能是输出电容。

能够影响MLCC电容量的重要参数有两个:

1. 电容上所承受的直流电压:较高的直流电压使电容量减小。

2. 电容上所承受的交流电压:较低的交流电压使电容量减小。

你总是需要检视你的电容供应商向你提供的直流偏置下的特性和交流偏置下的特性的具体数据。

在我们的实际案例中,我们并联使用了两只22µF/6.3V/0805的Murata电容,型号为GRM21BR60J226ME39L。

通过使用Murata的网页工具SimSurfing :http://ds.murata.com/software/simsurfing/en-us/

我们可以得到图9所示的GRM21BR60J226ME39L的特性资料。

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图 9

从中可以看到,电容器GRM21BR60J226ME39L在3.3Vdc偏置下的容量只有11.4µF,它在很低交流纹波(~20mV)下的容量又会再下降30%。所以,我们最后得到的容量只有每只8µF,两只电容合起来只为转换器提供了16µF的电容,远低于原始设计的44µF。这么低的值将使我们的带宽增加很多,同时降低了相位裕量。

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图 10

使用实际的16µF输出电容在Richtek Designer™中重新进行运算,最后得到的环路带宽是156kHz,相位裕量仅有26°。参见图10。

为了解决不稳定的问题,我们需要将带宽降低到原始的目标值80kHz。

有两种方法可以达成这一目标:

- 增大输出电容量,使其在3.3Vdc和低交流纹波下的等效电容量达到44µF。

- 按输出电容的减小量相同的比例减小补偿电阻的值。

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图 11

我们通过减小补偿电阻的值来提升带宽,其它一切维持不变。

RCOMP 的新值为 16 / 44 * 26.1k = 9.5k,我们选择9.1k的电阻来进行新的仿真,最后得到的环路带宽为69kHz,相应的相位裕量为65°。参见图11。

对经过调整后的实际电路进行测量,它对阶跃负载的响应表现出了平滑的响应过程,没有出现振铃信号。

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图 12

对转换器面临快速负载增加时的响应时间tR进行探索是很有意思的事情:对于电流模式的转换器来说,tR是与转换器的带宽成反比的,因而可以被用来对带宽进行评估。实际的测量表明,tR介于Technical Document Image Preview之间。

在上述案例中,tR大约为4.2µs,转换器的带宽大概可以被评估为70kHz。

因此,通过测量快速负载阶跃的响应过程就可以知道转换器的稳定性,并且给出其带宽的评估数据。测量中所使用的负载阶跃上升时间一定要远小于转换器的响应时间tR

像电子负载那样提供的太慢的负载阶跃不能在很宽的频带范围内激发转换器的环路响应过程,因而不能确保凸显出转换器的稳定性问题。用于检测DC/DC转换器的稳定性问题的快速负载阶跃应当具有远小于1/fC的上升时间。

因为输出电容太小而导致的转换器不稳定问题可以发生在各种不同类型的转换器中,包括Buck、Boost和LDO。所以,当把MLCC电容使用于这些应用中时,一定要检查实际工作条件下的真实电容量。除此以外,还会有其它造成转换器不稳定的因素存在于电流模式的Buck转换器中,带宽变得太低就是其中一例。下面的这个案例可对此进行说明,其中涉及到的Buck转换器具有内置的补偿电路。

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图 13

大多数使用内置补偿电路的Buck转换器使用运算放大器作为误差放大器,它们的表现类似于Gm型误差放大器,但有一点不同:误差放大器的增益是与反馈网络的阻抗有关的。

其环路带宽由此式给定 :

补偿电路的零点位于Technical Document Image Preview

补偿电路的极点位于Technical Document Image Preview

我们的案例使用RT7252AZSP,这是一款以340kHz频率工作、负载能力 2A的 PSM模式 buck转换器,使用内部补偿,拥有PGOOD输出信号,我们让它从12V输入获得5V的输出为系统和USB口供电,电路使用规格书建议的元件参数来进行设计。RT7252AZSP的内部参数是这样的 :RCOMP = 400kΩ,CCOMP = 35pF,CP = 1pF , GCS = 2.5A/V。

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图 14

这个5V输出的电路显示在图14中。规格书建议使用44µF的输出电容,实际电路使用3只22µF/16V/1206的MLCC,以便在5Vdc下获得33µF的电容量。

根据电路求得的环路参数如下:

fC = 40kHz(接近fSW的1/10),

fP_LOAD = 1.9kHz (针对2A负载),

采样保持电路导致的双极点位置: fP_S/H = 170kHz,

fP_ESR = 2.5MHz(基于3只并联的5mΩ MLCC算出),

补偿电路的极点位于fP = 398kHz,

补偿电路的零点位于fZ = 11kHz(此频率处于相对高处,根据IC内部可知的最大电容量算得)。

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图 15

将快速变化的阶跃负载施加到这个电路上,它显示出平滑的响应过程,说明电路是完全稳定的。

根据测量到的响应时间tR,转换器的评估带宽大约为41kHz。

当USB热插入事件发生的时候,我们可在输出端看到很大的5V电压的下跌。为了降低热插入事件所带来的电压下跌,一个150µF的低ESR聚合物电容被添加到5V输出上,参见图16。

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图 16

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图 17

再次检视它面对阶跃负载时的稳定性,可以看到其响应过程出现了振荡现象,这提示了稳定性的不足。

通过测量得知振荡的频率大约为9.4kHz,这表明环路的带宽太窄了。

低下来了的带宽可从加大了的输出电容量得到解释 :因为Technical Document Image Preview,这将导致大约7.3kHz的带宽,这是150µF电容加入后的结果。

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图 18

稳定性的劣化现在可以得到解释了:额外加入的输出电容降低了带宽,也降低了转换器的负载极点,内部11kHz的补偿电路零点落在比9.4kHz的单位增益频率略高的地方。低频率的负载极点导致相位的快速下降,在补偿电路的相位提升作用发生影响之前,环路增益就穿过了0dB位置,导致0dB位置处的相位裕量很低。

为了提升相位裕量,最好的做法是将转换器的单位增益频率设定在高于补偿电路零点频率的地方,使fC落在相位提升区域内,这可通过减小R1以增加误差放大器的增益来实现。为了让带宽重新增加到34kHz,R1需要按9.4/34的比率减小,因此,R1变成33kΩ,相应地,R2也需要同样地减小以维持5V的输出电压。

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图 19

对修改后的电路进行阶跃负载测试,确认电路是稳定的,其带宽大约为35kHz。参见图19。

关于稳定性的上述案例都是关于电流模式控制架构Buck转换器的。

ACOT控制架构的Buck转换器内部没有误差放大器,更易于使用。但在某些情形下,它会发生欠阻尼的负载阶跃响应。关于ACOT™器件的稳定性的信息,请阅读应用笔记《ACOT™的稳定性测试》



4. 不稳定的电源供应

在前面的章节里,快速瞬变的负载被施加到DC/DC转换器的输出端,输出电压上出现的振铃信号是我们的探讨对象,它能指示出转换器环路是否处于不稳定的状态。在某些情况下,转换器输出端的振铃信号并不总是意味着环路是不稳定的。出现在转换器输出端的负载阶跃总是会在转换器的输入电源上表现为负载阶跃,输入侧负载阶跃的速度与转换器自身的速度有关,反应很快的转换器几乎可将其负载阶跃的速度完全传输到它的输入源上。而电源供应器的任何不稳定或振荡过程都会在转换器的输入端呈现出振铃信号,这种振铃信号也总是会在转换器的输出端被(部分地)看到,能被看到的程度是和DC/DC转换器的线路调整能力相关的。但只要能被看到,它就可能把我们引导至对转换器的稳定型水平的错误判断上。

下述的实例可对此效应进行验证 :

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图 20

图20显示的是采用RT7231GQW构成的10V转3.3V电路。RT7231GQW是一款18V/4A的700kHz ACOT™器件,电路由Richtek Designer™生成,我们的分析也用它来完成。电路中的输出电容被修改成2x13µF以反映两只22µF/16V/1206的MLCC电容在3.3Vdc偏置下的实际容量,仿真器的负载也被修改成以400ns的短时间形成3A的负载高速阶跃。

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图 21

由设计工具Richtek Designer™进行的瞬态分析生成的图形如图21所示,其响应过程是平滑的,说明电路具有很好的稳定性。

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图 22

把相同的电路置于实验室环境下进行测试,电源供应使用实验室里的电源供应器,快速瞬变的负载则由第8章介绍的负载瞬变工具提供,我们可在负载阶跃的响应阶段看到轻微的振铃信号,信号频率大约为36kHz。参见图22。

反复检视实验所用的元器件,没有找到任何造成转换器不稳定的原因。

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图 23

当对转换器输入电容上的电压进行测量的时候,发现上面存在和转换器输出端振铃信号频率相同的振铃信号,而且幅度更大,表现得更加明显。

这种输入端的振铃信号是由低ESR的陶瓷输入电容和实验室电源供应器及其传输线的电感一起共同形成的谐振信号。

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图 24

我们这里遇到的输入端振铃信号是很容易被消除的,只需将电解电容和转换器的输入电容并联在一起即可达到目的。电解电容具有比较高的ESR,它在电路中的作用就像RC吸收电路一样,可以很容易地把陶瓷电容和线路电感共同形成的谐振信号吸收掉。通常地,把拥有50~100mΩ ESR的220µF/25V电容用在这里就足够了,它们也会对热插入事件所形成的电压尖峰冲击起到抑制作用。

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要对一个转换器进行快速瞬变负载测试的时候,强烈建议在其陶瓷输入电容基础上增加一个220µF/25V或是更大的电解电容以避免可能的输入端振铃信号的发生,这些信号能够传输到转换器的输出端,可对转换器的稳定性判定发生不良影响。



5. 斜坡补偿问题

电流模式Buck转换器使用斜坡补偿方法避免高占空比应用中次谐振现象的发生,一个内生的斜坡信号被添加至电流检测波形以后才让其与误差放大器的输出信号进行幅度比较。

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图 25

为了让斜坡补偿能够很好地工作,斜坡补偿信号的斜率Se需要与电感电流下行斜坡信号的斜率Sf保持某个合适的比例,如图25所示。就理论而言,需要Se ≥ 0.5 Sf ,但在实际上,内部斜波的斜率常常大于这一规格,以便确保在广泛的应用和元件选择中保持足够的斜坡补偿水平。

电感电流下行斜坡的斜率Sf是由VOUT/L决定的,因而在某个VOUT之下需有一个适当的L值以满足IC内部斜坡补偿斜率的需要。

电感值的选择错误会造成不正确的电感电流斜率,问题也因此而发生。

在常规的开关式DC/DC转换器设计中,电感值是根据电感电流纹波为负载电流最大值的一定比例来进行计算得到的,该比例通常为30%,可惜这并不能总是给出最佳的选择。下面的例子将说明这一点。

在一项工业应用中,我们需要从最低为6V的输入得到一个5V/5A的输出,这就需要使用一款具有高占空比能力的大电流Buck转换器。为此,我们选择了RT2856GQW,这是一款工业级的电流模式6A器件,集成了低Rdson MOSFET,其占空比几乎可达100%。参见图26。

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图 26

大部分元件的取值都是根据规格书的推荐得来,4只22µF/16V GRM31CR61E226KE15 MLCC被用于在5Vdc偏置下得到推荐的44µF输出电容值。电感量根据下述公式进行计算以获得大约0.3 * ILOAD_MAX的电流纹波 :Technical Document Image Preview

因为VIN = 6V,VOUT = 5V,f = 500kHz,ΔIL = 0.3 * 5A = 1.5A,所以L = 1.11µH,选定为1.4µH。

当这个电路在快速阶跃负载下进行测试时,输出电压上出现了很大的纹波,参见图27。

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图 27

在时间轴上展开并且加入开关节点的电压波形以后,可以看到阶跃负载的施加导致了不规则的占空比表现,其重复频率为½ fSW,这意味着引入了次谐波振荡,它是与斜坡补偿有关的。通过更多的实践,发现次谐波振荡会在较高的负载水平和VIN最低时发生。

此应用中的次谐波振荡可以这样来解释:如前文所述,IC内部的斜坡补偿信号斜率Se是根据通常的电感电流下降斜率Sf生成的,而电感电流的下降斜率Sf是决定于VOUT/L和IC内部的电流传感器增益GCS。当VOUT增加了,L也必须增加以保持Sf不变,以便与补偿信号的斜率Se匹配,这可以在规格书中谈论电感值的地方看到 :要在VOUT增加的时候增加L。在这项应用中,电感值是基于5A应用时纹波电流为30%即1.5A设计的,但由于应用中的VIN接近其输出VOUT,因而需要很小的电感量来满足1.5A电流纹波的需要。很小的电感量就会导致很陡峭的电感电流下降斜率Sf,IC内部的斜坡补偿信号的斜率Se就不足以满足这一需要以避免在高占空比情况下出现次谐波振荡。

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图 28

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图 29

此案例之问题的解决办法是按照规格书的建议增加电感量。针对5V输出的应用,推荐的电感量是4.7µH。为了避免电感体积太大,使用略微小一点的电感也是可以的,但千万别偏离太多。我们的案例中选用了3.3µH的电感,经过验证解决了次谐波振荡问题,可在整个输入电压范围和负载范围内保持稳定的工作状态。参见图28。

这里所说的这些效应在仿真工具Richtek Designer™中也可以得到验证。

电感选择上的另一种错误也会带来问题,让我们从一个15V转3.3V的降压应用开始谈起,其负载电流的最大值为0.5A,设计采用RT7247CHGSP完成,该芯片是18V/2A/800kHz的电流模式Buck转换器,参见图30。

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图 30

设计中大部分元件的取值都来源于规格书的推荐,电感量则利用下述公式算得,目标是使电流纹波约为0.3*ILOAD_MAX Technical Document Image Preview

因为VIN = 15V,VOUT = 3.3V,f = 800kHz,ΔIL = 0.3 * 0.5A = 0.15A,所以L = 21.5µH,选择22µH的规格。

当使用快速阶跃负载对此电路进行测试时,图31所示的响应波形上出现了振铃,这表明相位裕量太低。

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图 31

对环路参数进行计算(因为偏置电压为3.3Vdc,使用CO = 2 x 17µF的参数),得 :fC = 67kHz,这与测量得到的振铃频率相符;fP_LOAD = 710Hz(对 0.5A负载);取样保持电路带来的双极点频率为fP_S/H = 400kHz;fP_ESR = 1.9MHz(基于3只5mΩ MLCC的并联);补偿电路极点fP = 851kHz(基于11pF的内部CP电容);补偿电路零点fZ = 2.84kHz。

据这些计算所得到的值来看,单位增益频率看起来是对的,小于fSW的1/10。补偿电路的零点频率处在低于单位增益频率处,其极点频率很靠近fSW。从这些值来看,没有什么明确的原因可以解释为什么相位裕量低了。

然而,电感量要比推荐的3.3V输出时的4.7µH高出很多,这是因为要得到30%的纹波电流,而最大负载电流只有0.5A,这会导致很大的电感量。

大电感必然导致很低的电感电流纹波,其变化斜率远低于补偿信号的斜率,而补偿信号的斜率是根据纹波为IC的最大负载电流2A的30%设计的。

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图 32

图32显示了不同电感情况下电感电流纹波和斜坡补偿信号的对比。与斜坡补偿信号的幅度相比,大电感导致的电流纹波信号的幅度要小很多。在这样的情况下,峰值电流模式的控制系统表现得有点像电压模式的控制系统,而电压模式的控制系统需要的是完全不同的补偿方式。这个时候在频域里所发生的事情是调制电路的双极点从1/2 fSW移动到fC去了,这将导致调制电路的相位裕量快速降低,在fC处的相位提升不足,导致最后的相位裕量不足。

对于这个案例来说,相位裕量可用几种方法进行提升:

a. 按照电流纹波为IC的最大额定电流的30%计算电感量。对于低负载电流的应用来说,这意味着电感量将会小很多,电感电流相对负载电流来说也会很大。

b. 降低转换器的带宽。在此案例中,将转换器带宽设定为fSW的1/20可带来足够的相位裕量。

c. 通过增加与R1并联的前馈电容CFF来增加一个III型补偿,其值可以这样设定 :Technical Document Image Preview,这一措施可在单位增益频率上添加一个额外的相位提升效果。

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图 33

按照b方案将RCOMP减小至8.2k使带宽降低到40kHz后重新测试电路,转换器表现出了平稳的阶跃响应过程,测试其带宽为大约41kHz。参见图33。

这里显示的结果可以用Richtek Designer™进行仿真模拟。

需要特别注意的是,在大多数低占空比的应用中,最好不要使用比推荐值大很多的电感量,因为太小的电流纹波会使转换器的占空比很容易受到噪声的影响,很容易导致抖动的发生。同时,大电感也意味着更高的成本,不值得选用。



6. PCB布局问题

PCB布局在DC/DC转换器的设计中扮演着很重要的角色,在那些存在很快的负载瞬态过程的应用如VCORE、DDR存储器等应用中,尤其是负载自身对电源电压的变化很敏感的应用中,PCB布局甚至成为设计的关键环节。在动态负载之下,转换器和负载之间的物理距离可能成为电源品质的限制因素,将DC/DC转换器和负载放在尽可能靠近的位置就成为这种应用中很重要的设计原则。假如做不到这一点,转换器和负载之间的路径上的电阻和电感就会对动态特性和静态负载调节性能发生明显的影响。

下面这个实际案例可以说明这个问题 :

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图 34

在图34所示的板子上,Buck转换器和负载FPGA之间有一定的距离,因而在转换器和负载之间起连接作用的铜箔导致的寄生电阻和电感就会表现出它们的作用来,当负载在静态和动态之间转换时,不同的电压降落会呈现出来。

在图35所示的12V转1.0V/5A电路中,ACOT™架构的Buck转换器RT7239GQW对其输出电压进行稳定调节,但转换器和1V/5A负载之间的连接线却表现出明显的电感和电阻。

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图 35

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图 36

当负载上出现大电流时,负载端的电压会由于线路电阻而表现出明显的跌落,这就导致了很差的负载调节特性。

负载的快速阶跃变化将因为传输路径上存在的电感和负载端的电容而在负载端导致高频振铃信号,而这种振铃信号与转换器的稳定性是无关的,它仅仅是不良的PCB布局设计的副产物。

为了降低路径电阻和电感导致的电源变化,需要把一些新的解决方案纳入设计中。

通过采用远程电压检测的方法可以消除由于路径电阻而导致的电压跌落问题,在图37中,电阻R23的电压取样点的就从靠近转换器的输出端移动到了靠近负载的地方。与此相应的是,路径上寄生的电感与负载端的电容结合在一起将使高频信号的相移增加,这种反馈回路上的额外相移可以造成转换器的不稳定。为了避免此问题,一个放置在近处的高频反馈元件C30就被加入到了电路中。

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图37 :结合了分离的高低频反馈位置的远程反馈

C30的取值应当是这样的,它在转换器单位增益频率处的阻抗应当远小于远程取样电阻R23的值,所以有Technical Document Image Preview

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图 38

当转换器的FB端处于噪声敏感状态时,图38所示的电路配置可供使用 :一个额外的远程检测电阻和本处的交流耦合电容可被加入。在此,需要确保电容的阻抗在转换器带宽频率处要低于电阻的值。

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图 39

为了减小负载侧因为寄生电感而导致的振铃信号,可在负载侧添加RC抑制电路对其进行平抑。为了确定RC抑制电路的值,需要对振铃信号的频率进行测量,由此可以推算出寄生电感的值:Technical Document Image Preview,我们由此得到的LPARASITIC是30nH。

由此可以算出RC平滑电路的阻容参数 :

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图40

实用上,只要在负载侧增加一只和计算所得的电容值和电阻值具有相当的电容量和ESR的电解电容或聚合物电容即可将PCB布局所导致的振铃信号抑制掉。图40所示的快速阶跃负载测试结果就是在使用了远程检测和抑制网络以后得到的。



7. 实用提示汇总


检查输出电容

在很多DC/DC转换器中,输出电容都在环路稳定性上扮演着很重要的角色。当使用MLCC电容时,你总是应该考虑到直流偏置和交流纹波对电容量的影响。当电容量改变以后,必须对环路稳定性进行复查。

足够快的负载阶跃速度

确保负载发生跳变的速度要足够快,以便在足够宽的频带内对环路造成冲击,负载阶跃的上升时间应该远小于1/fC

负载跳变的幅度对于转换器问题的检查不是很重要,但最好是使用比较小的幅度(例如为最大负载电流的20%~30%),而且要在整个负载范围内通过改变负载基数进行测试,这样就可以在全负载范围内对转换器的表现进行检查。

确保稳定的电源供应

当负载阶跃响应波形上出现振铃信号时,需要通过检查分辨该信号是由于转换器自身或是电源供应的振铃信号引起的。当要进行快速负载阶跃测试时,确保在转换器输入端去藕电容上并联一只电解电容。

选取正确的电感量

选用太大或太小的电感都会引发问题。在低占空比应用中,电感电流纹波应该基于IC额定电流的一定比例进行取值。在高占空比应用中,应该考虑到IC内部斜坡补偿信号的斜率来选择电感电流的下降斜率。IC规格书中根据不同输出电压VOUT推荐的电感量应该被当作设计的指引来使用。

降低转换器输出端到负载之间的阻抗

在负载表现出很快的瞬变过程的应用中,DC/DC转换器和负载的位置应该尽可能地靠近,其间的路径应该尽可能地宽,并且确保地电流回路的畅通。遇到负载调整问题时要使用远测检测方式解决问题,这种情况下要直接在转换器输出端对转换器的稳定性进行测试。假如此时发现转换器存在稳定性问题,可在近处引入交流反馈信号。面对由于布局而导致的振铃问题,可以加入RC平滑电路或聚合物电容予以抑制。

占空比极限与负载跳变的时机

快速的负载瞬变可导致转换器占空比的极大变化,在某些情况下可使转换器触及其占空比的最大或最小限制。负载阶跃出现在转换器切换周期中的不同位置也会对其响应结果造成影响。

让我们来看看下面这个例子,它使用了RT7294CGJ6F,这是一款低成本的18V/2.5A ACOT Buck器件,封装为SOT-23-6,电路的目标是生成一个1V的输出为MCU内核供电。

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图 41

ACOT转换器具有固定的导通时间和可变的截止时间,能对突然发生的负载变化做出很快的回应。这种转换器的最大占空比受导通时间和转换器可能达到的最短截止时间的关系的限制;它能达成的最低占空比则可以低到0%。当从高到低的负载阶跃出现时,ACOT转换器可使下桥MOSFET持续处于导通状态以便让电感电流尽快降下来,在此期间,占空比就暂时处于0%的状态下。图42就是这一表现的展示。

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图 42

由这种负载的由高到低的变化带来的过冲称为输出电压的隆起。在此例中可以看到,输出电压隆起的幅度不是恒定的。假如负载的阶跃发生在转换器的截止时间内,此时电感电流已经降下来了,转换器只需继续保持下桥导通状态以继续电流的下降过程。但假如负载的阶跃恰好发生在转换器开始一次新的导通过程的时刻,我们就必须等待导通过程的结束,然后才会开始电感电流的下降过程,而这就将造成比较高的输出电压隆起。在遇到重复的负载阶跃时,这种可见的不同电压隆起幅度不应当被错误地看作是转换器处于不稳定状态的标志。


PSM转换器和强制PWM转换器面对负载阶跃时的不同表现

某些DC/DC转换器通过采用PSM工作模式提升轻载情形下的转换效率。PSM是Pulse Skipping Mode的首字母缩写,有时又被称为PFM(Pulse Frequency Modulation,脉冲频率调制)或DCM(Discontinuous Conduction Mode,非连续导通模式)。这些器件在下桥导通期间出现电感电流变负时会关闭下桥,在负载电流很低时会降低开关切换频率。当一个转换器工作在PSM模式下时,其平均输出电压会比其工作在CCM(Continuous Conduction Mode,连续导通模式)模式下时略高。因此,当阶跃负载使其从PSM模式转入CCM时,转换器的负载调节性能会变得比较差。另外,重载到轻载的转换会导致比较长时间的电压隆起,因为PSM转换器不会吸入任何电流。这些结论性的东西可用下面的例子予以展现,例子中涉及到的RT7272ART7272B都是36V/3A/500kHz的工业级Buck转换器,RT7272A是以强制PWM模式工作的器件,RT7272B则是以PSM模式工作的器件,我们把它们用在24V转3.3V/2A的应用中进行测试,应用电路图见图43。

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图 43

PSM模式和强制PWM模式器件在负载阶跃作用下的表现上的不同表现在图44中 :

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图 44

对于PSM器件来说,当阶跃负载使其从PSM模式切入CCM模式时,它会表现出一个所谓的PSM偏差,此偏差通常大约为VOUT的1%。

对于强制PWM器件来说,无论负载条件如何,它总是处于CCM模式。在轻载状态下,其电感电流会出现负值。

当负载阶跃开始于电感电流最小值刚好高于0的中等负载状态下时,由负载阶跃所导致的反应在PSM器件中和强制PWM器件中的表现是一样的,这是因为转换器总是处于CCM模式下。

假如应用需要在全负载范围内都具有很好的负载调节性能和很好的瞬态响应特性,强制PWM模式的器件就是唯一的选择。那些需要很好的轻载效率的应用就应该选择PSM模式的器件。立锜科技的Buck转换器常常容许PSM器件和强制PWM器件拥有引脚兼容的封装,有些器件则具有模式选择端子可将器件设定为PSM模式或强制PWM模式。



8. 容易自制的快速负载瞬变测试工具

大部分电子负载都能生成负载阶跃,但通常由它们所生成的负载阶跃的变化速度dI/dt是很有限的,这部分是由于电子负载内部电路的限制,但也是因为电子负载和实际应用电路之间的长传输线存在电感的缘故。为了生成快速负载阶跃,一个简单的自制工具可供使用,它是由一只MOSFET开关对负载电阻进行通断控制形成的。

图45显示了这个快速瞬变工具的基本构成 :一个受脉冲发生器控制其通/断的MOSFET开关。MOSFET开关的切换速度可用其栅极的可选的RC网络进行调节;MOSFET漏极连接的电阻R2可根据需要的动态负载调节幅度进行选择;电阻R1用于设定负载阶跃的静态基点。负载电流的阶跃变化可通过示波器的电流探头进行测量,对转换器输出电压的测量则需要在输出电容或是负载点上进行。

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图 45

图46显示了这样一个实用的快速负载瞬变生成工具的原理图:

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图46 :快速负载瞬变生成工具的原理图

IC1是一款电压控制的PWM信号发生器,其MOD端的电压确定了PWM信号的占空比,DIV端的电压则确定了PWM信号的频率范围,连接在SET端的电阻值确定了精确的频率,OUT端子具有足够的驱动能力可以足够快的上升/下降速度驱动小型的MOSFET开关。占空比通常设定在比较低的5%左右的水平上,这样可使负载电阻和MOSFET在吸取大电流的情况下还能不超过其功率容限。一个时长大约150µs的脉冲就已足够让我们看到完整的电压隆起过程和绝大多数DC/DC转换器的电压恢复过程了,所以,PWM信号的频率可被设定为330Hz。要生成这个频率,LTC6992的规格书推荐的内部分频器是1024,这可通过将R5和R6//R7的比例设定为0.344获得。

最后的频率可以通过R3 + R4//P1进行设定,其计算公式为Technical Document Image Preview,由此决定的结果是316Hz。

将MOD端电压设定为0.1VSET~0.9VSET可给出0%~100%的占空比。根据给定的R3、R4和P1的值,调节P1可得到的占空比范围是0%~35%。

LTC6992 OUT端子具有很快的响应速度和±20mA的驱动能力,可在100ns内使Q1 MOSFET Si2312DS开通或关断。大多数应用并不需要这么快的速度,这就意味着可通过D1、D2、R8、R9和C3对Q1的开/关速度进行调节。依据图中给定的值,上升/下降时间约为400ns,这已足够查看大多数DC/DC转换器的稳定性问题或PCB布局问题使用。对于给定的Si2312DS来说,通过它的脉冲电流可达8A。更高的电流也是可能的,但在计算负载电阻的时候需要考虑到MOSFET的Rdson对电压降的影响。当要用于低压应用中时,可以选择具有更低Rdson和更小QG的MOSFET。

使用锂离子电池来为此电路供电是一种很方便的选择,这可使得整个电路是完全孤立的,可以避免接地设备带来的地弹问题。此电路的设计是电压不敏感的,电池电压的变化不会影响到频率和占空比的设定,整个电路的电流消耗约为0.4mA,电池使用时间可以很长。

图47显示了此电路的一种可能的PCB布局 :

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图47 :快速负载瞬变工具的PCB布局

确保负载和MOSFET之间路径的低阻抗是很重要的。大面积的铜箔被保留着,以便可以焊接更多的并联负载电阻。静态负载电阻可以是固定的,也可以是可变的。

下面是元件清单:

Item

Value

Type or Part number

R1

1Ω ~ 25Ω fixed or variable power resistor

Leaded 10W or Rheostat variable 25W

R2

SMD power resistors 1Ω ~ 10Ω 0.25W/0.75W/2W

1206 0.25W / 1210 0.75W / 2512 2W

R3

100k 1% 0.1W

0603

R4

75k 1% 0.1W

0603

R5

10k 1% 0.1W

0603

R6

6.8k 1% 0.1W

0603

R7

22k 1% 0.1W

0603

R8

68R 1% 0.1W

0603

R9

470R 1% 0.1W

0603

R10

3.3R 1% 0.1W

0603

P1

200K TRIMMER, 5 TURN SMD

Bourns 3214W-1-204E

C1

100µF/10V 6.3X5.2 electrolytic capacitor SMD

Panasonic MCESL10V107M6.3X5.2

C2

22µF/16V 1206 X5R

Murata GRM31CR61C226KE15L

C3

1nF/50V X7R

0603

D1, D2

200V/200mA fast diode SOD323

NXP BAS321

SW

Jumper header + jumper 1ROW, 2.54MM

MOLEX 90120-0126

Q1

20V / 33mΩ Rdson N-MOSFET SOT23-3

Vishay Si2312DS

IC1

Voltage controlled PWM generator, SOT-23-6

Linear LTC6992CS6-1#TRMPBF

Battery

3.7V nom. 1250mAh Li-Ion battery

Varta PLF503759.06.8080/2528F or similar

因为电路很简单,完全有可能自己用手工就在覆铜板上把电路雕刻出来了。下面的图片就是制作此工具需要用到的全部原材料和手工雕刻出来的PCB :

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图 48

组装完成以后的工具看起来是这个样子:

transient tester_1.PNG

图 49

用电流探头套住负载瞬变工具的引线对负载阶跃电流进行测量是很方便的。由于电流探头是隔离式的,其好处是不会在测量系统中引入地回路,但它却可能在负载阶跃电路中引入额外的电感,这在上升/下降速度非常快(~100ns)的测试中就可能改变阶跃电流的波形,而且也不是所有的电流探头都有足够的带宽可用于测量很快的上升和下降速度。

图50显示了一种可能的通过电流检测电阻测量电流的方法。

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图 50

假如示波器各通道之间是共地的,那就绝对需要将检测电阻的地和电压探头的地连接在同一个接地点上。即便是极小的阻抗存在于这些接地点之间,也会在电流和电压探头的接地点之间形成不同的电位差,并在示波器上对电压波形构成影响,这可很容易地通过连接/断开示波器的电流检测连接器并且分别记录下相应的电压波形进行测试。假如电压波形有改变,那就存在地回路上的电流。

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图51:通过电流检测电阻进行电流测量

图51显示了用于电流检测的工具和上升/下降速度很快时的测量方法,最好是将示波器的电流检测端子设定为50Ω以避免由于电缆上的反射信号可能导致的振铃过程,要注意这会轻微地降低电流检测的精度。

TEK00030.PNG

图52 :使用电流检测电阻测量超快速负载阶跃的结果


9. 立锜负载瞬态测试工具

立锜已经按照第8章所述的DIY工具的原理开发了独特的负载瞬态测试工具,下图是该工具的图片,其中还有一些简单的说明。

Adobe Systems

图53: 立锜负载瞬态测试工具及其简单说明

此工具使用一片MCU作为核心,它以一定的占空比使MOSFET开关接通和断开。借助一些跳线器,7种不同的负载电阻可供用户选用。有一只可调的10Ω 功率电阻作为静态负载一直存在着。该工具能够生成非常快的负载阶跃脉冲(大约500ns的上升/下降时间),脉冲重复周期和占空比均可通过按键进行调节。 工具使用电池作为电源,因而很容易就可以和你系统中的任何一个电压转换器配合工作。
关于该工具的更多信息,请参阅http://www.richtek.com/Design Support/Reference Design/RD0004



10. 结论

使用快速负载阶跃对DC/DC转换器进行测试以判定其环路稳定性问题、输入电源的稳定性问题、斜坡补偿问题、负载调整特性问题和PCB布局问题是快速而方便的方法。要想寻找到问题的根源,对转换器的工作方式有基本的了解是必须的,遵从某些基本的规则可使快速负载瞬变测试所凸显出来的问题变得更容易被理解。你自己就可以手工制作出用于进行快速负载瞬变测试的小工具,你也可以使用立锜为此目的而特别开发的专用工具,它们都非常方便携带,适用于绝大多数DC/DC转换器的快速检测中。




相关资源
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