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60V Buck轉換器RTQ6360/61/62/63/65系列應用設計



摘要

RTQ6360/61/62/63/65是在寬輸入、輸出電壓範圍內工作的Buck轉換器,其輸入電壓範圍為4.5V ~ 60V,可調輸出電壓範圍為0.8V ~ VIN,負載能力涵蓋0.5A ~ 5A。本文提供了此系列在應用中的設計要點以及兩個實際案例,一個是使用RTQ6360GQW 實現的3.3V/0.5A小功率電源,一個是使用RTQ6363GQW實現的24V/3A大功率電源,它們的周遭元件參數皆利用RTQ63xx EXCEL設計工具進行計算,其結果也通過實際的測量進行驗證。



1. 簡介

RTQ6360/61/62/63/65 是適應性非常廣泛的非同步Buck 轉換器產品,可在4.5V~60V 的輸入電壓範圍內輸出0.8V ~ VIN 可調的電壓,電流負載能力最大可達5A,採用了外部補償的峰值電流模式控制架構,輕載效率高,在佔空比接近100% 時可工作於低壓差的直通low dropout模式。

型號

輸入電壓範圍

電流負載能力

工作頻率

可調範圍

RDSON

外部補償

可調

軟啟動

Power Good

封裝

RTQ6360GSP

4.5 ~ 60V

0.5A

0.1 ~ 2.5MHz

170mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6360GQW

4.5 ~ 60V

0.5A

0.1 ~ 2.5MHz

170mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 3x3

RTQ6361GSP

4.5 ~ 60V

1.5A

0.1 ~ 2.5MHz

160mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6361GQW

4.5 ~ 60V

1.5A

0.1 ~ 2.5MHz

160mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 3x3

RTQ6362GSP

4.5 ~ 60V

2.5A

0.1 ~ 2.5MHz

150mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6362GQW

4.5 ~ 60V

2.5A

0.1 ~ 2.5MHz

150mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 3x3

RTQ6363GSP

4.5 ~ 60V

3.5A

0.1 ~ 2.5MHz

80mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6363GQW

4.5 ~ 60V

3.5A

0.1 ~ 2.5MHz

80mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 4x4

RTQ6365GSP

4.5 ~ 60V

5A

0.1 ~ 2.5MHz

70mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6365GQW

4.5 ~ 60V

5A

0.1 ~ 2.5MHz

70mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 4x4

表1


第2章針對應用中的元件選型和設計中的考慮進行了概要性的介紹,第3章和第4章針對不同的VIN/VOUT 條件提供了兩個設計案例,一個供3.3V MCU 使用,一個提供24V 的輸出。



2. RTQ6360/61/62/63/65通用設計原則

圖 1 所示是通用的應用電路圖,電流模式的迴路補償是通過外部補償網絡完成的,工作頻率由電阻 Rt 進行設定,軟啟動時間通過外部電容進行設定。由於是非同步電路,續流用的肖特基二極管是必要的。輸出電壓由電阻分壓器進行設定。通過使用電阻分壓器將 VIN 連接到使能端 EN,可以精確地調節轉換器開始運作和停止運作的輸入電壓。使用 DFN 封裝的型號便可獲得 Power Good 指示功能,它可以被用作 MCU reset復位信號的來源,也可用於電源時序管理之中。

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圖 1(帶有*的元件是可選的,PG 和可調軟啟動僅存在於 DFN 封裝中)

下面的設計原則適用於各種不同的應用,我們也提供與 RTQ63xx 相應的 EXCEL 設計工具方便您下載,它可簡化設計中的元件選擇過程,快速獲得所需的結果。

  • 工具頻率選擇:
  • 由於 RTQ63xx 系列產品可以在很寬的輸入電壓範圍內工作,這些轉換器的工作頻率就成了一個很重要的參數。對於輸入電壓高於 24V 的應用來說,選擇 < 1MHz 的工作頻率是比較好的,這樣做的目的是降低開關切換損耗。當上橋開關的最短導通時間或最短截止時間被觸及到時,RTQ63xx 的控制電路便開始主動降低其開關工作頻率。與此同時,轉換器的輸出電壓紋波也開始增加其幅度。假如應用要求這些轉換器在很寬的輸入電壓範圍內都要保持很低的輸出電壓紋波,就有必要降低它們的工作頻率以確保不會觸及最大和最小的佔空比限制。這些轉換器的工作頻率可通過 RT 端的外接電阻 RT 進行設定。對於 RTQ6360/61/62而言,Technical Document Image Preview;對於 RTQ6363/65 而言,Technical Document Image Preview


  • 輸入電壓和輸出電壓:
  • RTQ63xx 的輸出電壓可通過電阻 R1 和 R2 的選擇在 0.8V ~ VIN 間進行設定:

    Technical Document Image Preview,其中的 VREF = 0.8V。

    反饋網絡的阻抗大小對輸出電壓設定沒有大的影響,但是建議不要選擇太大的電阻值以降低它們對噪聲信號的敏感性,R2 的推薦值是小於 80kΩ。

    RTQ63xx 系列產品的最短導通時間參數的典型值是 100ns,相應的在 CCM 模式下的最小占空比是 100ns*FSW。

    RTQ63xx 系列產品的最短截止時間參數的典型值是 130ns,相應的在 CCM 模式下的最大佔空比是 1 – 130ns*FSW。

    因此,它們在 1MHz 工作頻率下的最小占空比是 10%,最大佔空比是 87%。這些轉換器都可以在超出最小和最大佔空比的情形下工作,只是相應地會得到輸出電壓紋波增加的效果。

    當 RTQ63xx 系列產品工作在佔空比大於 65% 或是其輸入電壓低於 5.5V 的條件下時,通過二極管 D2 加入另外的自舉電源就是必要的。外加自舉電源的電壓最好是 5V,D2 使用普通二極管即可。假如外加自舉電源的電壓偏低,D2 就該換成肖特基二極管。

    對於電感器 L1 參數的選擇有兩個主要的考慮指標:電感器中的電流紋波和斜率補償。

    對於佔空比低於 50% 的應用來說,選擇能使流過電感器的電流紋波約為 IC 額定電流指標的 20% ~ 30% 的電感量就可以了,其計算公式為Technical Document Image Preview。依照這個標準來考慮,RTQ6365 的負載能力為 5A,流過電感的電流紋波就應該大約為 DIL = 0.3*5A = 1.5A,即使實際的負載電流低於元件指標時也要這樣做選擇。

    在佔空比超過50% 的應用中,電感電流的下降斜率dI/dt 需要考慮與轉換器內部的斜率補償相應,它要求電感器L1 的電感量要滿足 Technical Document Image Preview 的要求,其中的XC 是斜率補償的常量,其值與各個不同的型號有關:RTQ6360 之XC = 0.5;RTQ6361 之XC = 1.3;RTQ6362 之XC = 2.1;RTQ6363 之XC = 2.9;RTQ6365 之XC = 4。對於高輸入電壓的應用,最好是選擇帶有磁屏蔽的電感器。


  • 選擇輸出電容的考量:
  • a. CCM電流連續模式下的輸出電壓紋波

    CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波計算公式:Technical Document Image Preview

    其中的電感電流紋波計算公式為:Technical Document Image Preview

    假如使用陶瓷電容作為輸出電容,CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波就會比較小。需要注意的是PSM 模式下的輸出電壓紋波通常會高於電流連續模式下的輸出電壓紋波,但是這種紋波的參數比較難以計算,設計者需要在實際應用中的輕載條件下對此進行實際的測量驗證。

    b. 負載瞬變期間的電壓下墜

    CCM 電流連續模式下的轉換器在發生負載瞬變時,輸出電壓會發生下墜,其幅度與負載變化幅度、控制迴路的響應速度和輸出電容有關。下述公式可以用來估算負載階躍導致的電壓下降幅度:

    Technical Document Image Preview

    其中的DISTEP是負載的階躍幅度,FBW 是轉換器控制迴路的帶寬。

    假如負載階躍的發生導致了轉換器的工作模式從 PSM 改變成 CCM,輸出電壓下墜的幅度就會更大,因為輸出電壓在 PSM 和 CCM 模式下的差異大約有 1%。轉換器的帶寬通常設定為工作頻率的 1/5 ~ 1/10,但是其絕對值應該低於 80kHz。可用補償元件 RCOMP 設定轉換器的帶寬。


  • 輸入電容:
  • 輸入電容可對出現在轉換器輸入端的高頻切換電流紋波起到很好的濾波作用,它應該讓輸入電壓上表現出來的高頻紋波最小化。低 ESR 的陶瓷輸入電容應該被放置在緊靠轉換器 VIN 引腳處,並且和肖特基二極管的地線連接處緊靠在一起。陶瓷電容在高電壓下會表現出嚴重的容量衰減現象,在計算輸入電壓紋波時應該把這個問題納入考慮範疇。輸入電壓紋波的峰值可以用下述公式進行估算:Technical Document Image Preview

    其中的Technical Document Image Preview,CIN是相應的直流輸入電壓下的電容有效值。

    讓輸入電壓的紋波幅度保持在 1.3Vpp下是比較好的推薦值。

    在輸入電壓超過 50V 的應用中,將一個或幾個 2.2µF/100V、1206 規格的陶瓷電容放在輸入端是很合理的,具體的數量與負載電流的大小有關。

    對於電流較大的轉換器來說,輸入電容裡流過的電流有效值是否會超過其額定承受能力是很重要的,因此也需要對此進行檢查,其計算公式為:Technical Document Image Preview

    當輸出電壓 VOUT 等於輸入電壓 VIN 的 50% 時,輸入紋波電流的有效值是最大的。

    假如轉換器需要具有熱插拔的能力,建議在輸入端增加一隻電解電容(如 47µF/100V)與陶瓷電容並聯在一起。


  • 補償元件參數的計算:
  • RTQ63xx 系列產品的補償電路可以使用標準的電流模式 II 型補償網絡,下面給出簡單的計算方法。

    補償增益由 RCOMP 進行設定,計算的依據是要將轉換器的交叉頻率設定在一個合適的值上(一般地,FC ≈ 0.05 ~ 0.1 * FSW)。

    Technical Document Image Preview

    需要注意的是,FC 不要大於 80kHz。

    對於輸入電壓較高的電源和使用電解電容作為輸出電容的電源,建議就不要取太大的帶寬。

    CCOMP的取值是要將補償零點 Technical Document Image Preview 放置在略低於轉換器的負載極點 Technical Document Image Preview 的地方,其中的RLOAD = VOUT / IOUT

    Technical Document Image Preview 的取值是要將一個高頻極點放置在輸出電容的ERS 零點上。假如輸出電容是陶瓷電容,它的ESR 零點就會位於頻率非常高的地方,這是就要將這個高頻極點設定在工作頻率的一半處,相應的計算公式就是 Technical Document Image Preview

    可以改善控制迴路響應特性的前饋電容CFF 是與反饋網絡的高側電阻並聯的器件,它在一般情況下是用不著的,略微使用一點則有時會有改善PSM 工作特性的效果,因為它將額外的紋波引入了FB 反饋端,可以起到消減PSM 模式下的雙脈衝的作用,具體的表現則要看案子的情況。需要注意的是在添加 CFF 時要考慮到它有推高轉換器帶寬的效果,可降低增益裕量,有可能導致不穩定的表現。


  • RTQ63xx 屬於非同步的 Buck 轉換器,它們需要使用肖特基二極管來完成上橋 MOSFET 截止期間的電感電流續流工作。被選用的肖特基二極管應該具有足夠的電壓耐受能力(≥ VIN_MAX),其正向導通壓降應該盡可能低以最小化其功率損失,同時也可以避免有電流流過IC 內部存在的低側小MOSFET 的體二極管,它們的規格書裡都會以圖形方式列出它們在不同溫度下的最大正向導通壓降數據以供參考。為了使切換功率損失最小化,肖特基二極管的接面電容和反向恢復效應也需要最小化。肖特基二極管在最高反向電壓和最高環境溫度下的反向漏電流也需要引起注意,因為高反向漏電流可導致額外的功率損失,並有可能導致熱失控的問題。

  • DFN 封裝的 RTQ63xx 含有軟啟動端子,在此端子上外加軟啟動電容可以對軟啟動時間 tSS 進行設定。從EN 端變為高電平到輸出電壓達到其設定值為止,Technical Document Image Preview,其中的CSS 是軟啟動電容的電容量,ISS 是典型值為6µA 的軟啟動電流。當 VSS 上升到超過 0.3V 時,輸出電壓 VOUT 開始上升,VSS 上升到 1.1V 時便不會再上升了。
  • 因此,VOUT上升時間可通過以下公式計算:Technical Document Image Preview

    具有高輸出電壓和/或大容量輸出電容器的電源應使用足夠的軟啟動時間,以避免高浪湧峰值電流。通常,軟啟動時間應足夠長,以確保輸出電容器可以充飽電而不會達到轉換器電流限制。對於PSOP-8封裝版本,軟啟動時間在內部固定為2毫秒。

    RTQ63xx 的 EN 端是轉換器的使能端,高引腳電壓啟動。 EN 端被判定為高引腳電壓的上升閾值是 1.25V。假如處於浮動狀態,EN 端內部的一個 0.9µA 的電流源可使其進入使能狀態。一旦 EN 端的電壓超過上升閾值,另一個 2.9µA 的電流源就會被啟動,總共就有 3.8µA 的電流流出 EN 端。

    通過在 VIN、EN 和地之間連接電阻 REN1 和 REN2 可對 RTQ63xx 的啟動和終止電壓進行設定,相關電阻的計算公式如下:Technical Document Image PreviewTechnical Document Image Preview

    EN 端可以見到的最高電壓是 60V。


  • DFN 封裝的 RTQ63xx 含有 PGOOD 引腳,可被用作輸出電壓的監視信號。PGOOD 屬於open drain輸出端,可用電阻上拉至一個外部電源或是至輸出電壓。為了最大程度地減少開關噪聲的影響,建議使用1k ~ 10kΩ的上拉電阻。它可承受的最高電壓是 60V。


3. 設計案例1:3.3V/0.5A輸出

我們的第一個案例是要設計一個小電流的 3.3V MCU 用電源,輸入電壓是寬範圍的 12V ~ 60V,典型值是 48V。這是一個很典型的工業用項目,同時可以用 RTQ63xx EXCEL 設計工具來完成它。

由於最高輸入電壓是 60V,最大的負載電流是 0.5A,所以我們選擇RTQ6360產品。為了可以讓 MCU 接收到電源準備好的信號,必須挑選具有 PGOOD 輸出的 DFN 封裝,所以在此選擇使RTQ6360GQW 來完成設計。我們把啟動電壓和關機電壓分別設定在10V 和8V,設定CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波要低於輸出電壓的1%,並且設定負載從0.2A 跳至0.5A 時造成的輸出電壓下墜要低於輸出電壓的5%。圖 2 顯示的是我們在使用 EXCEL 設計工具時是如何輸入這些參數。

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圖 2

設計過程的第一步是要選擇工作頻率,EXCEL 設計工具將根據最高輸入電壓、輸出電壓和最短導通時間計算出最高工作頻率,也會計算出輸出短路時的最高工作頻率,這與元件在輸出短路時實施的頻率折返情況下的最小占空比有關。根據這樣的計算,我們將工作頻率選擇為 400kHz 是比較合理的,能夠兼顧到各方面的情況。參見圖 3。

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圖 3


下一步是要確定電感量,我們需要將電感電流紋波設定在IC 額定電流的30% 左右,EXCEL 設計工具可以按照這一設定來做計算,它也可以同時計算出滿足轉換器斜率補償要求的最小電感值,我們最後的選擇是47µH,同時還需要它具有高於0.58A 的飽和電流參數。

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圖 4


根據上述的計算結果,伍爾特電子(Würth Electronic) 的型號為WE-LQS 74404052470的電感器可以滿足這一需求,其規格可參見圖 5。

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圖 5


現在來選擇輸入電容。設計工具可計算出它所需要的輸入電容有效值,其方法是按照輸入電壓和負載電流都是最壞的情況下還能保持輸入電壓紋波的峰峰值低於 1.3V 來進行計算的。

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圖 6


在此案例中,我們選用的是一個 2.2µF/100V 陶瓷電容,型號為HMK316AC7225KL-TE。由於陶瓷電容的有效值與直流輸入電壓高度相關,我們需要輸入該電容在常壓、最低電壓和最高電壓下的衰減比例 。陶瓷電容的有效容量在不同電壓下的衰減比例可通過電容的規格書查找到,其特性如圖 7 所示。有了這些數據,EXCEL 設計工具就可以根據不同的電壓計算出實際的有效電容量,再據此計算出相應電壓下的輸入電壓紋波幅度。它也會計算出在此情況下的流過電容的電流有效值,你就可以據此找出電容的溫升數據(參見圖 7 的右側資料)。在此案例中,輸入電流紋波的有效值很小,很難讓電容出現明顯的溫升。

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圖 7


現在開始選擇輸出電容,它將決定輸出電壓的紋波幅度、特定負載階躍會造成的電壓下墜幅度和轉換器控制迴路的帶寬。我們把這個案例中的控制迴路的帶寬設定為工作頻率的 10%,而負載階躍會導致的輸出電壓下墜指標將給出最小的輸出電容有效值需求,這個數據是 7.26µF。

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圖 8


在此案例中被選中的是兩個型號為EMK212ABJ106KG的10µF/16V X5R 0805 電容,選型中最重要的是要考慮到陶瓷電容在直流偏置下的降額特性(參見圖9),這會影響輸出電壓紋波幅度、電壓下墜幅度和轉換器的穩定性。當額定的電容量和它在3.3V 直流偏置下的衰減比例被輸入EXCEL 設計工具以後,它會計算出有效的電容量、滿足輸出電壓紋波指標的最大ESR 需求、實際的輸出電壓紋波,及電壓下墜幅度。

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圖 9


接著選擇續流用的肖特基二極管Freewheel diode,RTQ63xx系列需要一個外部肖特基二極管,在上橋MOSFET關斷時可為電感器提供電流路徑。它的正向導通壓降應該比較低,目的是降低功率損耗,同時為了避免電流流過IC內部小型low- side MOSFET,該MOSFET要在輕負載下對boot strap電容器進行充電。(參見圖10),這就意味著所用肖特基二極管在負載電流最大時的正嚮導通壓降也要小於該MOSFET 體二極管的導通壓降,對於一般的肖特基二極管來說,這並不是個問題。

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圖 10


對於小電流的電源來說,造成功率損耗的主要因素是開關切換損耗,但肖特基二極管的結電容和反向恢復效應的影響也應該最小化才是比較好。最後還需要考慮的是工作電壓,因為這個電源的最高輸入電壓達到了60V,所用的肖特基二極管必須能承受這一點,它在這麼高的反向電壓和最高環境溫度條件下的漏電流也必須要確認。

本案例選用的是型號為PMEG6010ER的60V/1A 肖特基二極管,其主要的參數特性顯示在圖 11 裡。

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圖 11


PMEG6010ER 的正向導通壓降在 25°C 和 0.5A 的條件下為 0.4V,它在最壞情況下的值也不會逼近 RTQ6360 規格書中給出來的限制值。在環境溫度為85°C、反向電壓為60V 時,它的反向漏電流為1.3mA,由此導致的漏電流損耗為D*VIN*ILEAKAGE = 0.055*60*0.0013 = 4mW,這對轉換器的效率不會帶來多大的影響,不會有造成過熱崩潰的危險。肖特基二極管的結電容junction capacitance與施加在二極管兩端的反向電壓有關,它會影響 IC 內部上橋 MOSFET 開關的切換損耗。選擇結電容低的肖特基二極管對降低切換損耗是有益的,這在輸入電壓比較高的情況下尤其重要。

反饋電阻的計算非常簡單,只需在 EXCEL 設計工具中輸入低側反饋電阻的值,高側電阻的值會被自動計算出來。

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圖 12


補償電阻 RCOMP 的計算會利用到先前輸入的轉換器帶寬、有效的輸出電容量和 IC 內部參數。 CCOMP 的計算依據是要設置一個零點去補償轉換器的負載極點所帶來的影響。當使用了低 ESR 的陶瓷電容作為輸出電容時,CCOMP2 被計算出來以便可以在工作頻率之一半的地方設定一個補償極點。需要注意的是 RTQ6360 的 COMP 引腳內部已經有了一個 5.7pF 的對地電容,因此實際使用的 CCOMP2 可以比計算出來的 CCOMP2 低 5.7pF。參見圖13。

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圖 13


最後是計算使能電阻分壓器和軟起動電容的值。根據你輸入的起始和停止的 轉換器工作VIN 值,EXCEL 設計工具可給出 REN1 的推薦值。當你輸入了 REN1 的實際選擇值以後,它又給出了 REN2 的計算值。你再輸入 REN2 的實際選擇值,它便顯示出使用這些電阻值會得到的開始工作和停止工作的 VIN 的實際電壓值。

軟啟動時間對於 3.3V 的轉換器不會很重要,我們可任意地選定一個 3ms 的軟啟動時間,即可計算出 10nF 軟啟動電容的需求。我們在 PGOOD端放置一個 4.7kΩ 的電阻將它上拉到 VOUT,參見圖 14。

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圖 14


完整的應用電路和 PCB 佈局樣板,參見圖 15。

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圖 15


我們使用 RTQ6360GQW 的評估板完成上述的電路,下面將所有的性能表現測量出來,同時與計算結果進行比較。

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VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 0.5A負載時測量輸入電壓紋波

計算值:100mV

測量值:148mV

圖 16


VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 1mA負載時的輸出電壓紋波,PSM

VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 0.5A負載時的輸出電壓紋波,CCM

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圖 17

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測量值:22.8mVpp

計算值:4.3mVpp,測量值:8.8mVpp


我們使用立錡負載瞬變測量工具 (Richtek Fast Load transient Tool) 對負載瞬變期間的電壓下墜進行了測量。

VIN = 48V, 0.2A ~ 0.5A fast load step

VIN = 24V, 0.2A ~ 0.5A fast load step

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圖 18

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計算值:92mV,測量值:114mV

計算值:92mV,測量值:104mV


圖18 中左側圖形顯示的48V 輸入條件下的負載階躍響應step load response與右側圖形顯示的24V 輸入條件下的負載階躍響應略有不同,最明顯的差異發生在負載電流從0.5A 跳變到0.2A 時。在負載突然下降時,轉換器會嘗試著快速減少其導通時間,48V 輸入條件下的導通時間已經非常接近轉換器的最短導通時間,因此其導通時間減少的空間是很小的,因此會導致較高的電壓過衝。圖中顯示的各種負載變化都帶來了小幅度的振盪現象,這都在提示相位裕量有些不足,圖 19 顯示的增益-相位測量結果給出了更清晰的說明。

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圖 19 VIN = 48V, Vout = 3.3V / 0.5A負載:帶寬 = 28kHz,相位裕量46°


增益-相位波特圖顯示出迴路的相位在高於交叉頻率以後便很快速地下降了,通過移除5.6pF 的CCOMP2 電容可對此有些改善,圖20 顯示的就是移除CCOMP2 以後的結果,相位裕量略有提高。

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圖 20:VIN = 48V, Vout = 3.3V/0.5A負載,移除CCOMP2 後的結果:帶寬,相位裕量 = 49°


假如還需要更多的相位裕量,可以將轉換器的帶寬設定到更低的數值(例如從FSW 的10% 調整到7%),其代價是負載瞬變期間的電壓下墜會略微增加,補償元件RCOMP、CCOMP 和CCOMP2 的值也需要重新計算。

我們對轉換器的啟動電壓和關機電壓也進行了測量,測量結果與計算數據十分吻合。當使能端的電壓經過遲滯點時,我們能看到很明顯的信號跳變,參見圖 21。

VIN 上升期的啟動過程:

VIN 下降期的關機過程:

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圖 21

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VSTART 計算值:10V; VSTART 測量值:10.2V

VSTOP 計算值:10V,VSTOP 測量值:10.2V


 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

不同輸入電壓下的轉換器效率測量結果見圖 22,結果說明轉換器的效率與輸入電壓是密切相關的。

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轉換器的效率計算公式是efficiency = POUT / (POUT + PLOSS)。

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測量結果顯示 48V 輸入條件下的功率損耗幾乎是 12V 輸入條件下的兩倍,這主要是由高輸入條件下的切換損耗造成的。

圖 22



4. 設計案例2:24V/3A (72W) 輸出

第二個案例是要設計一個從工業上常見的 48V 電源得到一個 24V/3A 輸出的穩壓器,這屬於大功率的應用,元器件的正確選擇就十分重要。

依據這樣的條件,我們可考慮具有3.5A 能力的RTQ6363 或5A 能力的RTQ6365。5A 版本的RDSON 會比3.5A 版本的略小一些,但是使用5A 版本也意味著它會有更高的電流限制參數,需要使用的電感器就要有更大的飽和電流值。因此,我們的選擇是 RTQ6363,使用封裝是 DFN 4x4 的 RTQ6363GQW,它相對 PSOP-8 封裝會有更小的熱阻。

我們將再次使用 RTQ63xx EXCEL 設計工具來計算元件參數。

我們要把啟動電壓設定在 35V,把關機電壓設定在 28V,確保電源的啟動過程是很順利的。 CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波指標是要低於輸出電壓 VOUT 的 1%,負載發生從 1A 到 3A 的跳變時造成的輸出電壓下墜要低於輸出電壓 VOUT 的 5%。圖 22 顯示的是在 EXCEL 設計工具裡輸入參數的部分。

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圖 23


設計的第一步是要選擇工作頻率。 EXCEL 設計工具會根據最高輸入電壓、輸出電壓和最短導通時間計算最高工作頻率,同時也會給出輸出短路時的最高工作頻率。由於從48V 變換到24V 的佔空比幾乎就是50%,轉換器的最短導通時間很難被觸及到,因此使用較高的工作頻率是可以的,但給一個從48V 輸入的電源選用較高的工作頻率並不明智,那會造成非常明顯的開關切換損耗,所以就為了讓開關切換損耗最小化,我們將工作頻率選擇為300kHz,參見圖24。

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圖 24


第二步是計算電感量。根據30% 的電流紋波指標,EXCEL 設計工具計算出的電感值是38mH,而滿足轉換器斜率補償要求的最小電感量是27mH,我們選擇了47mH 的電感量,這會給出850mApp 的電流紋波,所以電感器的飽和電流參數應該高於3.4A,而RTQ6363GQW 具有5.5A 峰值電流限制的指標也必須在我們選擇電感器飽和電流指標時被納入考慮範疇。

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圖 25


在此案例中,我們選擇了伍爾特電子 (Würth Electronic) 的型號為WE-PD 7447709470的電感器,它的飽和電流指標是4.5A,其規格顯示在圖26 中,我們容許它在過流的狀態下出現輕微的飽和狀態。

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圖 26


下一步是計算輸入電容,EXCEL 設計工具會根據在最糟條件下的輸入電壓和負載電流,讓輸入電壓紋波峰峰值仍保持小於 1.3Vpp ,來計算轉換器需要的輸入電容有效值。

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圖 27


在此案例中,我們選擇型號為HMK316AC7225KL-TE的3 個 2.2µF/100V 陶瓷電容並聯作為輸入電容。當我們在EXCEL 設計工具裡輸入從電容規格書裡得到輸入電容在正常電壓、最低電壓,和最高電壓下的電容衰減比例時,它會計算出相應電壓下的電容有效值,和由此導致的輸入電壓紋波幅度,同時也會計算出將出現在輸入電容裡的紋波電流有效值。當我們將3 個電容並聯在一起時,每個電容便會去分擔1/3 的紋波電流,因此可知流過每個電容的電流紋波有效值為0.5A,而我們從圖28 右側的資料裡可以看到在這條件下電容帶來的溫升是很小的。

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圖 28


現在要選擇輸出電容,其參數會決定輸出電壓紋波、給定負載瞬變期間的輸出電壓下墜幅度,和轉換器控制迴路的帶寬bandwidth。在高輸入電壓和大功率的設計中,推薦使用中等程度的迴路帶寬,我們把這個數據暫定為工作頻率的 10%。負載瞬變導致的電壓下墜幅度可定義出最小的輸出電容有效值需求,這個數據是8.85µF。

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圖 29


我們選擇兩個型號為UMR325AC7106KM的10µF/50V/X7S/1210 電容並聯作為輸入電容,它在24V 直流偏置下的電容量衰減是很重要的 (參見圖30),會直接影響補償元件的計算結果,我們查到的數據是會衰減40%,將其輸入EXCEL 設計工具以後,它會給出總和有效電容量以及滿足輸出紋波指標需要的ESR 最低需求和實際的輸出電壓紋波和電壓下墜數據。

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圖 30


現在選擇續流二極管freewheel diode。我們設計的是一個大功率電源,總和功率損耗會很大,會有很高的溫度,因此需要選擇在高溫下也能可靠工作的元件。大電流的肖特基二極管,它在高溫下的反向漏電流會是一個很關鍵的指標,我們選擇的是型號為PMEG060T050ELPE的60V/5A Trench 肖特基二極管,它的反向漏電流指標要比普通肖特基二極管好很多,其重要指標見圖31 所示。

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圖 31


在125°C 和55V 的反向電壓下,它的反向漏電流為0.4mA,由此導致的漏電流功率損耗為D*VIN*ILEAKAGE = 0.45*55*0.0004 = 9.9mW,這個數據還是比較低的。

二極管的接面電容與其承受的反向電壓高度相關,其大小會影響 IC 內部上橋開關的切換損耗。肖特基二極管的接面電容比較低,可以幫助減少切換損耗,同時其反向恢復充電過程也會扮演一個重要的角色。

PMEG060T050ELPE 在25°C 和3A 導通電流的情況下有0.54V 正向導通電壓,它在最壞情況下的正向壓降值也不會接近RTQ6363 規格書裡列出來的限制,因此不會有電流流過RTQ6363 內部低側小的MOSFET 體二極管的風險。參見圖 32。

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圖 32


反饋電阻的計算非常簡單,你輸入反饋電路的低側電阻,EXCEL 會計算出高側電阻。

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圖 33


補償電阻 RCOMP 的計算會根據前面輸入的轉換器帶寬、輸出電容有效值和 IC 參數進行,CCOMP 的計算是要在轉換器負載極點處設置一個補償零點。對於使用低 ESR 陶瓷電容作為輸出電容的情況,CCOMP2 是要在工作頻率之一半的地方設定一個補償極點。需要注意的是 RTQ6363 COMP 端子內部已經有一個 26pF 的對地電容,實際使用的外部 CCOMP2 要比計算所得的 CCOMP2 值低 26pF。參見圖 34。

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圖 34


從 48V 輸入得到 24V 輸出,轉換器的佔空比沒有達到 65%,所以不需要使用外加的自舉電容bootstrap充電電路。

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圖 35


最後計算使能端電阻分壓器和軟起動電容。由於有效值為 12µF 的輸出電容實在是很小,啟動期間能夠造成的衝擊電流實在是有限,我們再次選擇 3ms 的軟啟動時間,這需要使用 10nF 的軟啟動電容,見圖 36。

此案中PGOOD 端外接的上拉電阻是10kΩ 的,它被上拉到VOUT處,但為了實現正常的電源時序控制,你可以把它上拉到其他的電源電壓上,或是使用一個電阻分壓器從VOUT 取電。

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圖 36


圖37顯示完整的應用電路和 PCB 佈局範例。

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圖 37


我們使用 RTQ6363GQW 的評估板完成此電路,對所有性能的測量結果和對應的測量數據列出如下。

VIN = 48V, VOUT = 24V, 3A負載下的輸入紋波測量

VIN = 55V, VOUT = 24V, 3A負載下的輸入紋波測量

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圖 38

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計算值:0.97Vpp;測量值: 1.12Vpp

計算值:1.26Vpp;測量值: 1.30Vpp


VIN = 48V, VOUT = 24V, 1mA負載,PSM 輸出紋波

VIN = 48V, VOUT = 24V, 3A負載,CCM 輸出紋波

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圖 39

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測量值:9.6mVpp

計算值:32mVpp;測量值:42mVpp


我們使用立錡負載瞬變測量工具 (Richtek Fast Load transient Tool) 測量了負載階躍帶來的輸出電壓下墜情況。

VIN = 48V, 1A ~ 3A fast load step

用VIN = 48V, 1A ~ 3A fast load step評估帶寬

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圖 40

電壓下墜計算值:0.88V;測量值:1.0V

響應時間 = 9μs; BW ≈ 0.3/9μs = 33kHz


負載階躍響應顯示存在輕微的振盪,表示存在相位裕量phase margin比較低的問題,圖 41 所示的增益-相位測量結果顯示得更清晰。

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圖 41


在VIN = 48V、輸出 24V、負載 3A 的情況下,轉換器的帶寬為 35kHz,相位裕量為 48°,增益裕量為 11dB。

在 1A 負載的條件下測量增益-相位裕量,顯示出更低的相位裕量:

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圖 42


在 VIN = 48V、輸出 24V、負載 1A 時,轉換器的帶寬為 38kHz,相位裕量為 41°,增益裕量為 9.6dB。

相位裕量不足就應該進行改善,增加一個小的前饋電容 CFF 即可提升相位裕量,同時也會增加帶寬並降低增益裕量。圖 43 顯示的是在高側反饋電阻上並聯了一個 22pF 的 CFF 後測量得到的增益-相位測量結果。

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圖 43


在 VIN = 48V、輸出 24V、負載 1A 和增加了一個 22pF CFF之後,轉換器的帶寬變成了 48kHz,相位裕量為 72°,但增益裕量只有 9.2dB,有點偏低了。

降低轉換器帶寬可得到更穩定的設計,圖44 顯示的是將帶寬設定為工作頻率的6% 以後測量結果,相應的電路參數為:RCOMP = 7.5k, CCOMP = 12nF,CCOMP2 = 100pF,沒有CFF

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圖 44


在VIN = 48V、輸出 24V、負載 1A、按 6% 帶寬設定補償參數的情況下 ,轉換器的帶寬為 27kHz,相位裕量為 58°,增益裕量為 13dB,表現得更穩定了。

由於較窄的帶寬設定,轉換器在階躍負載下的電壓下墜會變大,但是響應中不再出現振盪現象。

VIN = 48V, 0.2A ~ 0.5A fast load step

在VIN = 48V, 1A ~ 3A fast load step下評估帶寬

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圖 45

計算值:1.4V;測量值:1.3V

響應時間 = 12.4μs, BW ≈ 0.3/12.4μsec = 24kHz


我們對轉換器的啟動電壓和關機電壓也進行了測量,測量結果與計算數據十分吻合。當使能端的電壓經過遲滯點時,我們能看到很明顯的信號跳變,參見圖 46。

VIN上升期的啟動過程:

VIN下降期的關機過程:

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圖 46

VSTART 計算值:34V;測量值:31.4V

VSTOP 計算值:27.2V;測量值:27V


 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

我們對轉換器的效率和功率損失也進行了測量,結果見圖 47。

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圖 47

3A 負載下的功率總損耗是 3.6W,由於 IC、肖特基二極管和電感器都在損耗功率,電路板上的熱量散發是分佈式的。由於 IC 上的功率消耗是主要的部分,它應該與銅箔進行充分的連接,還要通過底部的熱導通孔將其熱量散佈到其他的層面去。



5. 肖特基二極管的反向漏電流

在48V 輸入、24V/3A 輸出的案例中,我們選擇了特別的溝道型 (Trench) 肖特基二極管,其反向漏電流相比標準的平面型 (Planar) 肖特基二極管有了極大的降低。由於使用溝道型肖特基二極管,因為漏電流造成的功率損耗是非常低的。為了比較兩種類型二極管的差異,我們將把 Nexperia 的型號為PMEG060V050EPDZ的平面型二極管也拿來做實驗。兩種二極管的反向漏電流特性可在圖 48 中看到。

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圖 48

在 55V 輸入和 100°C 溫度下,反向漏電流為 80μA,反向漏電流功率損失Power loss = D*VIN*ILEAKAGE = 0.5*55V*80μA = 2mW

在 55V 輸入和 100°C 溫度下,反向漏電流為 10mA,反向漏電流功率損失Power loss = D*VIN*ILEAKAGE = 0.5*55V*10mA = 275mW

當溫度上升到 125°C 時,反向漏電流為 350μA,相應的反向漏電流功率損失 = 0.5*55V*350μA = 10mW。

當溫度上升到 125°C 時,反向漏電流為 34mA,相應的反向漏電流功率損失 = 0.5*55V*34mA = 0.935W。


計算結果顯示,平面型肖特基二極管的反向漏電流可導致非常高的功率損耗,這在高溫時的表現尤其明顯。

上述結論也得到了實驗結果的驗證。我們將兩種肖特基二極管用於相同的 55V 輸入、24V/3A 輸出的應用中,同時也讓環境溫度逐漸上升。開始的時候,平面型肖特基二極管的損耗還略微低於溝道型肖特基二極管,因為它的正向壓降要低於溝道型肖特基二極管,但當溫度高於105°C時,平面型肖特基二極管的功耗便開始快速增加了。當溫度上升到大約 115°C 時,二極管溫度便快速上升,並在大約 125°C 時由於過大的功耗而把自己燒毀了。參見圖 49。

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圖 49

由此可見,肖特基二極管的反向漏電流對於應用的可靠性來講是一個很重要的參數。



6. 結論

RTQ63xx 系列產品可以使用與範圍廣泛的降壓應用中,與之相應的 EXCEL 設計工具可讓外部元件參數的計算簡單化,實際測量的性能也能說明計算的準確性是很高的。建議通過增益-相位分析對設計的穩定性進行檢查,也可採用快速階躍負載對轉換器的穩定性進行快速檢查。在佔空比較高和輸入電壓較高的應用中,肖特基二極管的結電容、反向漏電流是很重要的參數,它們的影響必須在設計和驗證中被考慮到。



參考資料:

(1)Benchmarking of a Novel SiGe Diode Technology for the Usage in High Frequency 48V/12V Converter applications by A. Aneissi, M.Meissner, K.F. Hoffmann, R. Behtash, J. Fisher, S. Fahlbusch




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