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60V Buck转换器RTQ6360/61/62/63/65系列的应用设计



摘要

RTQ6360/61/62/63/65是可在很宽的输入、输出电压范围内工作的Buck转换器,其输入电压范围为4.5V ~ 60V,可调输出电压范围为0.8V ~ VIN,负载能力覆盖0.5A ~ 5A。本笔记提供了它们在应用中的设计要点并给出了两个实际案例,一个是使用RTQ6360GQW实现的3.3V/0.5A小功率电源,一个是使用RTQ6363GQW实现的24V/3A大功率电源,它们的外围元件参数都通过RTQ63xx EXCEL设计工具进行计算,其结果均通过实际的测量进行了验证。



1. 概述

RTQ6360/61/62/63/65是适应性非常广泛的非同步Buck转换器产品,可在4.5V ~ 60V的输入电压范围内输出0.8V ~ VIN 可调的电压,电流负载能力最大可达5A,采用了外置补偿的峰值电流模式控制架构,轻载效率高,在占空比接近 100%时可工作于低压差的直通模式。

型号

输入电压范围

电流负载能力

工作频率

调节范围

RDSON

外部补偿

可调

软启动

Power good

封装

RTQ6360GSP

4.5 ~ 60V

0.5A

0.1 ~ 2.5MHz

170mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6360GQW

4.5 ~ 60V

0.5A

0.1 ~ 2.5MHz

170mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 3x3

RTQ6361GSP

4.5 ~ 60V

1.5A

0.1 ~ 2.5MHz

160mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6361GQW

4.5 ~ 60V

1.5A

0.1 ~ 2.5MHz

160mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 3x3

RTQ6362GSP

4.5 ~ 60V

2.5A

0.1 ~ 2.5MHz

150mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6362GQW

4.5 ~ 60V

2.5A

0.1 ~ 2.5MHz

150mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 3x3

RTQ6363GSP

4.5 ~ 60V

3.5A

0.1 ~ 2.5MHz

80mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6363GQW

4.5 ~ 60V

3.5A

0.1 ~ 2.5MHz

80mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 4x4

RTQ6365GSP

4.5 ~ 60V

5A

0.1 ~ 2.5MHz

70mΩ

Yes

No

No

PSOP-8

RTQ6365GQW

4.5 ~ 60V

5A

0.1 ~ 2.5MHz

70mΩ

Yes

Yes

Yes

DFN10L 4x4

表1

第2章对应用中的元件选型和设计中的考虑进行了概要性的介绍,第3章和第4章针对不同的VIN/VOUT条件提供了两个设计案例,一个供3.3V MCU使用,一个提供24V的输出。



2. RTQ6360/61/62/63/65通用设计原则

图 1 所示是通用的应用电路图,电流模式的回路补偿是通过外部补偿网络完成的,工作频率由电阻Rt进行设定,软启动时间通过外部电容进行设定。由于是非同步电路,续流用的肖特基二极管是必须要有的。输出电压由电阻分压器进行设定。通过使用电阻分压器将VIN连接到使能端EN,可以精确调节转换器开始运作和停止运作的输入电压。使用 DFN封装的型号便可获得Power Good指示功能,它可以被用作MCU复位信号的来源,也可用于电源时序管理之中。

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图1(带有*的元件是可选的,PG 和可调软启动仅存在于 DFN 封装中)

下面的设计原则适用于各种不同的应用,若图便利则可下载与RTQ63xx相应的EXCEL设计工具,它可简化设计中的元件选择过程,快速获得你想要的结果。

  • 工作频率选择:
  • 由于RTQ63xx系列产品可以在很宽的输入电压范围内工作,这些转换器的工作频率就成了一个很重要的参数。对于输入电压高于24V的应用来说,选择 < 1MHz的工作频率是比较好的,这样做的目的是降低开关切换损耗。当上桥开关的最短导通时间或最短截止时间被触及到时,RTQ63xx的控制电路便开始主动降低其开关工作频率。与此同时,转换器的输出电压纹波也开始增加其幅度。假如应用要求这些转换器在很宽的输入电压范围内都要保持很低的输出电压纹波,就有必要降低它们的工作频率以确保不会触及最大和最小的占空比限制。

    这些转换器的工作频率可通过RT端的外接电阻RT进行设定。对于RTQ6360/61/62而言,Technical Document Image Preview;对于RTQ6363/65而言,Technical Document Image Preview


  • 输入电压和输出电压:
  • RTQ63xx的输出电压可通过电阻R1和R2的选择在0.8V ~ VIN间进行设定:

    Technical Document Image Preview,其中的 VREF = 0.8V。

    反馈网络的阻抗大小对输出电压设定没有大的影响,但是建议不要选择太大的电阻值以降低它们对噪声信号的敏感性,R2的推荐值是小于80kΩ。

    RTQ63xx系列产品的最短导通时间参数的典型值是100ns,相应的在CCM模式下的最小占空比是100ns*FSW

    RTQ63xx系列产品的最短截止时间参数的典型值是130ns,相应的在CCM模式下的最大占空比是1 – 130ns*FSW

    因此,它们在1MHz工作频率下的最小占空比是 10%,最大占空比是 87%。这些转换器都可以在超出最小和最大占空比的情形下工作,只是相应地会得到输出电压纹波增加的效果。

    当RTQ63xx系列产品工作在占空比大于65%或是其输入电压低于5.5V的条件下时,通过二极管D2加入另外的自举电源就是必要的。外加自举电源的电压最好是5V,D2使用普通二极管即可。假如外加自举电源的电压偏低,D2就该换成肖特基二极管。


  • 对于电感器L1参数的选择有两个主要的考虑指标:电感器中的电流纹波和斜率补偿。
  • 对于占空比低于50%的应用来说,选择能使流过电感器的电流纹波约为IC额定电流指标的20% ~ 30%的电感量就可以了,其计算公式为Technical Document Image Preview。依照这个标准来考虑,RTQ6365的负载能力为5A,流过电感的电流纹波就应该大约为DIL = 0.3*5A = 1.5A,即使实际的负载电流低于器件指标时也要这样做选择。

    在占空比超过 50% 的应用中,电感电流的下降斜率 dI/dt 需要考虑与转换器内部的斜率补偿相应,它要求电感器L1的电感量要满足 Technical Document Image Preview 的要求,其中的XC是斜率补偿的常量,其值与各个不同的型号有关:RTQ6360之XC = 0.5;RTQ6361之XC = 1.3;RTQ6362之XC = 2.1;RTQ6363之XC = 2.9;RTQ6365之XC = 4。

    对于高输入电压的应用,最好是选择带有磁屏蔽的电感器。


  • 选择输出电容需要考虑的问题:
  • a. CCM电流连续模式下的输出电压纹波

    CCM电流连续模式下的输出电压纹波计算公式:Technical Document Image Preview

    其中的电感电流纹波计算公式为:Technical Document Image Preview

    假如使用陶瓷电容作为输出电容,CCM电流连续模式下的输出电压纹波就会比较小。需要注意的是PSM模式下的输出电压纹波通常会高于电流连续模式下的输出电压纹波,但是这种纹波的参数比较难以计算,设计者需要在实际应用中的轻载条件下对此进行实际的测量验证。

    b. 负载瞬变期间的电压下坠

    CCM电流连续模式下的转换器在发生负载瞬变时,输出电压会发生下坠,其幅度与负载变化幅度、控制回路的响应速度和输出电容有关。下述公式可以用来估算负载阶跃导致的电压下降幅度:

    Technical Document Image Preview

    其中的DISTEP是负载的阶跃幅度,FBW是转换器控制回路的带宽。

    假如负载阶跃的发生导致了转换器的工作模式从PSM改变成CCM,输出电压下坠的幅度就会更大,因为输出电压在PSM和CCM模式下的差异大约有1%。转换器的带宽通常设定为工作频率的1/5 ~ 1/10,但是其绝对值应该低于80kHz。可用补偿元件RCOMP设定转换器的带宽。


  • 输入电容:
  • 输入电容可对出现在转换器输入端的高频切换电流纹波起到很好的滤波作用,它应该让输入电压上表现出来的高频纹波最小化。低ESR的陶瓷输入电容应该被放置在紧靠转换器VIN引脚处,并且和肖特基二极管的地线连接处紧靠在一起。陶瓷电容在高电压下会表现出严重的容量衰减现象,在计算输入电压纹波时应该把这个问题纳入考虑范畴。输入电压纹波的峰峰值可以用下述公式进行估算:Technical Document Image Preview

    其中的Technical Document Image Preview,CIN是相应的直流输入电压下的电容有效值。

    让输入电压的纹波幅度保持在 1.3Vpp下是比较好的推荐值。

    在输入电压超过50V的应用中,将一只或几只2.2µF/100V、1206规格的陶瓷电容放在输入端是很合理的,具体的数量与负载电流的大小有关。

    对于电流较大的转换器来说,输入电容里流过的电流有效值是否会超过其额定承受能力是很重要的,因此也需要对此进行检查,其计算公式为:Technical Document Image Preview

    当输出电压VOUT等于输入电压VIN的50%时,输入纹波电流的有效值是最大的。

    假如转换器需要具有热插拔的能力,建议在输入端增加一只电解电容(如47µF/100V)与陶瓷电容并联在一起。


  • 补偿元件参数的计算:
  • RTQ63xx系列产品的补偿电路可以使用标准的电流模式II型补偿网络,下面给出简单的计算方法。

    补偿增益由RCOMP进行设定,计算的依据是要将转换器的交叉频率设定在一个合适的值上(一般地,FC ≈ 0.05~0.1 * FSW)。

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    需要注意的是,FC不要大于80kHz。

    对于输入电压较高的电源和使用电解电容作为输出电容的电源,建议就不要取太大的带宽。

    CCOMP的取值是要将补偿零点 Technical Document Image Preview 放置在略低于转换器的负载极点 Technical Document Image Preview 的地方,其中的RLOAD = VOUT / IOUT

    Technical Document Image Preview 的取值是要将一个高频极点放置在输出电容的 ERS 零点上。假如输出电容是陶瓷电容,它的ESR零点就会位于频率非常高的地方,这是就要将这个高频极点设定在工作频率的一半处,相应的计算公式就是 Technical Document Image Preview

    可以改善控制回路响应特性的前馈电容CFF是与反馈网络的高侧电阻并联的器件,它在一般情况下是用不着的,略微使用一点则有时会有改善PSM工作特性的效果,因为它将额外的纹波引入了FB反馈端,可以起到消减PSM模式下的双脉冲的作用,具体的表现则要看案子的情况。需要注意的是在添加CFF时要考虑到它有推高转换器带宽的效果,可降低增益裕量,有可能导致不稳定的表现。


  • RTQ63xx属于非同步的Buck转换器,它们需要使用肖特基二极管来完成上桥MOSFET截止期间的电感电流续流工作。被选用的肖特基二极管应该具有足够的电压耐受能力(≥ VIN_MAX),其正向导通压降应该尽可能低以最小化其功率损失,同时也可以避免有电流流过IC内部存在的低侧小MOSFET的体二极管,它们的规格书里都会以图形方式列出它们在不同温度下的最大正向导通压降数据以供参考。为了使切换功率损失最小化,肖特基二极管的结电容和反向恢复效应也需要最小化。肖特基二极管在最高反向电压和最高环境温度下的反向漏电流也需要引起注意,因为高反向漏电流可导致额外的功率损失,并有可能导致热失控的问题。

  • DFN封装的RTQ63xx含有软启动端子,在此端子上外加软启动电容可以对软启动时间tSS进行设定。从EN端变为高电平到输出电压达到其设定值为止,Technical Document Image Preview,其中的CSS是软启动电容的电容量,ISS是典型值为6mA的软启动电流。当VSS上升到超过0.3V时,输出电压VOUT开始上升,VSS上升到1.1V时便不会再上升了。因此,VOUT上升时间可通过以下公式计算:Technical Document Image Preview
  • 具有高输出电压和/或大容量输出电容器的电源应使用足够的软启动时间,以避免高浪涌电流。通常,软启动时间应足够长,以确保输出电容器可以充满电而不会达到转换器电流限制。对于PSOP-8封装版本,软启动时间在内部固定为2毫秒。

    RTQ63xx的EN端是转换器的使能端,高电平有效。EN端被判定为高电平的上升阈值是1.25V。假如处于悬空状态,EN 端内部的一个0.9µA的电流源可使其进入使能状态。一旦EN端的电压超过上升阈值,另一个2.9µA的电流源就会被启动,总共就有3.8µA的电流流出EN端。

    通过在VIN、EN和地之间连接电阻REN1和REN2可对RTQ63xx的启动和终止电压进行设定,相关电阻的计算公式如下:Technical Document Image PreviewTechnical Document Image Preview

    EN端可以见到的最高电压是60V。


  • DFN封裝的RTQ63xx含有PGOOD引腳,可被用作輸出電壓的監視信號。PGOOD屬於open drain輸出端,可用電阻上拉至一個外部電源或是至輸出電壓。為了最大程度地減少開關噪聲的影響,建議使用1k ~ 10kΩ的上拉電阻。它可承受的最高電壓是60V。


3. 第一个案例:输出3.3V/0.5A

我们的第一个案例是要设计一个小电流的3.3V MCU用电源,输入电压是宽范围的12V ~ 60V,典型值是48V。这是一个很典型的工业用项目,可以用RTQ63xx EXCEL设计工具来完成它。

由于最高输入电压是60V,最大的负载电流是 0.5A,选择用RTQ6360来实现就是很显然的事了。为了可以向MCU提供电源准备好的信号,必须能提供 PGOOD 输出的DFN封装,所以就要选择使用RTQ6360GQW来完成设计。我们把启动电压和关机电压分别设定在10V和8V,设定CCM电流连续模式下的输出电压纹波要低于输出电压的1%,设定负载发生从0.2A跳变到0.5A时造成的输出电压下坠要低于输出电压的5%。图 2显示的是我们在使用EXCEL设计工具时是如何输入这些参数的。

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图 2


设计过程的第一步是要选择工作频率,EXCEL 设计工具将根据最高输入电压、输出电压和最短导通时间计算出最高工作频率,也会计算出输出短路时的最高工作频率,这与器件在输出短路时实施的频率折返情况下的最小占空比有关。根据这样的计算,我们将工作频率选择为 400kHz 是比较合理的,能够兼顾到各方面的情况。参见图 3。

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图 3


下一步是要确定电感量,我们需要将电感电流纹波设定在 IC 额定电流的 30% 左右,EXCEL 设计工具可以按照这一设定来做计算,它也可以同时计算出满足转换器斜率补偿要求的最小电感值,我们最后的选择是 47µH,同时还需要它具有高于 0.58A 的饱和电流参数。

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图4


根据上述的计算结果,伍尔特电子 (Würth Electronic) 的型号为WE-LQS 74404052470的电感器可以满足这一需求,其规格可参见图 5。

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图5


现在来选择输入电容。设计工具可计算出它所需要的输入电容有效值,其方法是按照输入电压和负载电流都是最坏的情况下还能保持输入电压纹波的峰峰值低于 1.3V 来进行计算的。

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图 6


在此案例中,我们选用的是一只 2.2µF/100V 陶瓷电容,型号为HMK316AC7225KL-TE。由于陶瓷电容的有效值与直流输入电压高度相关,我们需要输入该电容在常压、最低电压和最高电压下的衰减比例 。陶瓷电容的有效容量在不同电压下的衰减比例可通过电容的规格书查找到,其特性如图 7 所示。有了这些数据,EXCEL 设计工具就可以根据不同的电压计算出实际的有效电容量,再据此计算出相应电压下的输入电压纹波幅度。它也会计算出在此情况下的流过电容的电流有效值,你就可以据此找出电容的温升数据(参见图 7 的右侧资料)。在此案例中,输入电流纹波的有效值很小,很难让电容出现明显的温升。

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图 7


现在开始选择输出电容,它将决定输出电压的纹波幅度、特定负载阶跃会造成的电压下坠幅度和转换器控制回路的带宽。我们把这个案例中的控制回路的带宽设定为工作频率的 10%,而负载阶跃会导致的输出电压下坠指标将给出最小的输出电容有效值需求,这个数据是 7.26µF。

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图 8


在此案例中被选中的是两只型号为EMK212ABJ106KG的10µF/16V X5R 0805 电容,选型中最重要的是要考虑到陶瓷电容在直流偏置下的降额特性(参见图9),这会影响输出电压纹波幅度、电压下坠幅度和转换器的稳定性。当额定的电容量和它在 3.3V 直流偏置下的衰减比例被输入 EXCEL 设计工具以后,它会计算出有效的电容量、满足输出电压纹波指标的最大 ESR 需求和实际的输出电压纹波及电压下坠幅度。

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图 9


现在选择续流用的肖特基二极管,这是 RTQ63xx 系列产品在上桥开关截止期间需要的电感电流续流元件,它的正向导通压降应该比较低,目的是降低功率损耗,同时还要避免有电流流过内部集成的用于实现轻载条件下的自举电容充电用的小型低侧 MOSFET 开关的体二极管(参见图 10),这就意味着所用肖特基二极管在负载电流最大时的正向导通压降也要小于该 MOSFET 体二极管的导通压降,好在对于一般的肖特基二极管来说这并不是个问题。

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图 10


对于小电流的电源来说,造成功率损耗的主要因素是开关切换损耗,但肖特基二极管的结电容和反向恢复效应的影响也应该最小化才是比较好的。最后还需要考虑的是工作电压,因为这个电源的最高输入电压达到了 60V,所用的肖特基二极管必须能承受这一点,它在这么高的反向电压和最高环境温度条件下的漏电流也需要引起我们的注意。

本案例选用的是型号为PMEG6010ER的60V/1A 肖特基二极管,其主要的参数特性显示在图 11 里。

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图 11


PMEG6010ER 的正向导通压降在 25°C 和 0.5A 的条件下为 0.4V,它在最坏情况下的值也不会逼近 RTQ6360 规格书中给出来的限制值。在环境温度为 85°C、反向电压为 60V 时,它的反向漏电流为 1.3mA,由此导致的漏电流损耗为 D*VIN*ILEAKAGE = 0.055*60*0.0013 = 4mW,这对转换器的效率不会带来多大的影响,不会有造成过热崩溃的危险。肖特基二极管的结电容与施加在二极管两端的反向电压有关,它会影响 IC 内部集成的上桥 MOSFET 开关的切换损耗。选择结电容低的肖特基二极管对降低切换损耗是有益的,这在输入电压比较高的情况下尤其重要。

反馈电阻的计算非常简单,只需在 EXCEL 设计工具中输入低侧反馈电阻的值,高侧电阻的值会被自动计算出来。

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图 12


补偿电阻 RCOMP 的计算会利用到先前输入的转换器带宽、有效的输出电容量和 IC 内部参数。CCOMP 的计算依据是要设置一个零点去补偿转换器的负载极点所带来的影响。当使用了低 ESR 的陶瓷电容作为输出电容时,CCOMP2 被计算出来以便可以在工作频率之一半的地方设定一个补偿极点。需要注意的是 RTQ6360 的 COMP 引脚内部已经有了一个 5.7pF 的对地电容,因此实际使用的 CCOMP2 可以比计算出来的 CCOMP2 低 5.7pF。参见图 13。

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图 13


设计的最后是来计算使能电阻分压器和软起动电容的值。根据你输入的让转换器开始工作和停止工作的 VIN 的值,EXCEL 设计工具可给出 REN1 的推荐值。当你输入了 REN1 的实际选择值以后,它又给出了 REN2 的计算值。你再输入 REN2 的实际选择值,它便显示出使用这些电阻值会得到的开始工作和停止工作的 VIN 的实际电压值。

软启动时间对于 3.3V 的转换器不会很重要,我们很随意地选定一个 3ms 的软启动时间,这将导致 10nF 的软启动电容的需求。我们在 PGOOD端放置一个 4.7kΩ 的电阻将它上拉到 VOUT参见图 14。

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图 14


完整的应用电路和 PCB 布局样板见图 15。

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图 15


我们使用 RTQ6360GQW 的评估板来搭建上述的电路,下面将所有的性能表现测量出来,同时与计算结果进行比较。

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VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 0.5A 负载时测量输入电压纹波

计算值:100mV

测量值:148mV

图 16


VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 1mA 负载时的输出电压纹波,PSM

VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 0.5A 负载时的输出电压纹波,CCM

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图1

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测量值:22.8mVpp

计算值:4.3mVpp,测量值:8.8mVpp


我们使用立锜负载瞬变测量工具 (Richtek Fast Load transient Tool) 对负载瞬变期间的电压下坠进行了测量。

VIN = 48V, 0.2A ~ 0.5A 负载阶跃

VIN = 24V, 0.2A ~ 0.5A负载阶跃

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图 18

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计算值:92mV,测量值:114mV

计算值:92mV,测量值:104mV


图 18 中左侧图形显示的 48V 输入条件下的 负载阶跃响应与右侧图形显示的 24V 输入条件下的负载阶跃响应略有不同,最明显的差异发生在负载电流从 0.5A 跳变到 0.2A 时。在负载突然下降时,转换器会尝试着快速减少其导通时间,48V 输入条件下的导通时间已经非常接近转换器的最短导通时间,因此其导通时间减少的空间是很小的,因此会导致较高的电压过冲。图中显示的各种负载变化都带来了小幅度的振荡现象,这都在提示相位裕量有些不足,图 19 显示的增益-相位测量结果给出了更清晰的说明。

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图 19 VIN = 48V, Vout = 3.3V / 0.5A 负载:带宽 = 28kHz,相位裕量 46°


增益-相位波特图显示出回路的相位在高于交叉频率以后便很快速地下降了,通过移除 5.6pF 的 CCOMP2 电容可对此有些改善,图 20 显示的就是移除 CCOMP2 以后的结果,相位裕量略有提高。

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图 20:VIN = 48V, Vout = 3.3V/0.5A负载,移除CCOMP2 后的结果:带宽 = 28kHz,相位裕量 = 49°


假如还需要更多的相位裕量,可以将转换器的带宽设定到更低的数值(例如从 FSW 的 10% 调整到 7%),其代价是负载瞬变期间的电压下坠会略微增加,补偿元件 RCOMP、CCOMP 和 CCOMP2 的值也需要重新计算。

我们对转换器的启动电压和关机电压也进行了测量,测量结果与计算数据十分吻合。当使能端的电压经过迟滞点时,我们能看到很明显的信号跳变,参见图 21。

VIN 上升期的启动过程:

VIN 下降期的关机过程:

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图 21

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VSTART 计算值:10V,VSTART 测量值:10.2V

VSTOP 计算值:10V,VSTOP 测量值:10.2V


 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

不同输入电压下的转换器效率测量结果见图 22,结果说明转换器的效率与输入电压是密切相关的。

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转换器的效率计算公式是 efficiency = POUT / (POUT + PLOSS)。

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测量结果显示 48V 输入条件下的功率损耗几乎是 12V 输入条件下的两倍,这主要是由高输入条件下的切换损耗造成的。

图 22



4. 第二个案例:24V/3A (72W) 输出

第二个案例是要设计一个从工业上常见的 48V 电源得到一个 24V/3A 输出的稳压器,这属于大功率的应用,元器件的正确选择就十分重要。

要完成这样一个任务,我们可以选择具有 3.5A 能力的 RTQ6363 或 5A 能力的 RTQ6365。5A 版本的 RDSON 会比 3.5A 版本的略小一些,但是使用 5A 版本也意味着它会有更高的电流限制参数,需要使用的电感器就要有更大的饱和电流值。所以,我们的选择是 RTQ6363,使用封装是 DFN 4x4 的 RTQ6363GQW,它相对 PSOP-8 封装会有更小的热阻。

我们将再次使用 RTQ63xx EXCEL 设计工具来计算元件参数。

我们要把启动电压设定在 35V,把关机电压设定在 28V,确保电源的启动过程是很顺利的。CCM 电流连续模式下的输出电压纹波指标是要低于输出电压 VOUT 的 1%,负载发生从 1A 到 3A 的跳变时造成的输出电压下坠要低于输出电压 VOUT 的 5%。图 23 显示的是在 EXCEL 设计工具里输入参数的部分。

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图 23


设计的第一步是要选择工作频率。EXCEL 设计工具会根据最高输入电压、输出电压和最短导通时间计算最高工作频率,同时也会给出输出短路时的最高工作频率。由于从 48V 变换到 24V 的占空比几乎就是 50%,转换器的最短导通时间很难被触及到,因此使用较高的工作频率是可以的,但给一个从 48V 输入的电源选用较高的工作频率并不明智,那会造成非常明显的开关切换损耗,所以就为了让开关切换损耗最小化,我们将工作频率选择为 300kHz,参见图 24。

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图 24


第二步是计算电感量。根据 30% 的电流纹波指标,EXCEL 设计工具计算出的电感值是 38mH,而满足转换器斜率补偿要求的最小电感量是 27mH,我们选择了 47mH 的电感量,这会给出 850mApp 的电流纹波,所以电感器的饱和电流参数应该高于 3.4A,而 RTQ6363GQW 具有 5.5A 峰值电流限制的指标也必须在我们选择电感器饱和电流指标时被纳入考虑范畴。

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图 25


在此案例中,我们选择了伍尔特电子 (Würth Electronic) 的型号为WE-PD 7447709470的电感器,它的饱和电流指标是 4.5A,其规格显示在图 26 中,我们容许它在过流的状态下出现轻微的饱和状态。

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图 26


现在计算输入电容,EXCEL 设计工具会根据最坏的输入电压和负载电流条件下仍保持输入电压纹波峰峰值小于 1.3Vpp 来计算转换器需要的输入电容有效值。

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图 27


在此案例中,我们选择型号为HMK316AC7225KL-TE的3 只 2.2µF/100V 陶瓷电容并联作为输入电容。当我们在 EXCEL 设计工具里输入从电容规格书里获得的它在正常电压、最低电压和最高电压下的电容衰减比例时,它会计算出相应电压下的电容有效值和由此导致的输入电压纹波幅度,同时也会计算出将出现在输入电容里的纹波电流有效值。当我们将 3 只电容并联在一起时,每只电容便会去分担 1/3 的纹波电流,因此可知流过每只电容的电流纹波有效值为 0.5A,而我们从图 28 右侧的资料里可以看到这个条件给电容带来的温升是很小的。

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图 28


现在要选择输出电容,其参数会决定输出电压纹波、给定负载瞬变期间的输出电压下坠幅度和转换器控制回路的带宽。在高输入电压和大功率的设计中,推荐使用中等程度的回路带宽,我们把这个数据暂定为工作频率的 10%。负载瞬变导致的电压下坠幅度可定义出最小的输出电容有效值需求,这个数据是8.85μF。

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图 29


我们选择两只型号为UMR325AC7106KM的 10µF/50V/X7S/1210 电容并联作为输入电容,它在 24V 直流偏置下的电容量衰减是很重要的(参见图30),会直接影响补偿元件的计算结果,我们查到的数据是会衰减 40%,将其输入 EXCEL 设计工具以后,它会给出总的有效电容量以及满足输出纹波指标需要的 ESR 最低需求和实际的输出电压纹波和电压下坠数据。

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图 30


现在选择续流二极管。我们设计的是一个大功率电源,总的功率损耗会很大,会有很高的温度,因此需要选择在高温下也能可靠工作的元件。大电流的肖特基二极管,它在高温下的反向漏电流会是一个很关键的指标,我们选择的是型号为PMEG060T050ELPE的 60V/5A Trench 肖特基二极管,它的反向漏电流指标要比普通肖特基二极管好很多,其重要指标见图 31 所示。

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图 31


在 125°C 和 55V 的反向电压下,它的反向漏电流为 0.4mA,由此导致的漏电流功率损耗为 D*VIN*ILEAKAGE = 0.45*55*0.0004 = 9.9mW,这个数据还是比较低的。

二极管的结电容与其承受的反向电压高度相关,其大小会影响 IC 内部上桥开关的切换损耗。肖特基二极管的结电容比较低,可以帮助减少切换损耗,同时其反向恢复充电过程也会扮演一个重要的角色。

PMEG060T050ELPE 在 25°C 和 3A 导通电流的情况下有 0.54V 正向导通电压,它在最坏情况下的正向压降值也不会接近 RTQ6363 规格书里列出来的限制,因此不会有电流流过 RTQ6363 内部集成的低侧 MOSFET 体二极管的风险。参见图 32。

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图 32


反馈电阻的计算非常简单,你输入反馈网络的低侧电阻,EXCEL 会计算出高侧电阻。

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图 33


补偿电阻 RCOMP 的计算会根据前面输入的转换器带宽、输出电容有效值和 IC 参数进行,CCOMP 的计算是要在转换器负载极点处设置一个补偿零点。对于使用低 ESR 陶瓷电容作为输出电容的情况,CCOMP2 是要在工作频率之一半的地方设定一个补偿极点。需要注意的是 RTQ6363 COMP 端子内部已经有一个 26pF 的对地电容,实际使用的外部 CCOMP2 要比计算所得的 CCOMP2 值低 26pF。参见图 34。

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图 34


从 48V 输入得到 24V 输出,转换器的占空比没有达到 65%,所以不需要使用外加的自举电容充电电路。

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图 35


最后来计算使能端电阻分压器和软起动电容。由于有效值为 12mF 的输出电容实在是很小,启动期间能够造成的冲击电流实在是有限,我们再次选择 3ms 的软启动时间,这需要使用 10nF 的软启动电容,见图 36。

此案中 PGOOD 端外接的上拉电阻是 10kΩ 的,它被上拉到 VOUT 处,但为了实现正常的电源时序控制,你可以把它上拉到其他的电源电压上,或是使用一个电阻分压器从 VOUT 取电。

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图 36


本案完整的应用电路和一个 PCB 布局样本显示在图 37 里。

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图 37


我们使用 RTQ6363GQW 的评估板搭建了此电路,对所有性能的测量结果和对应的测量数据列出如下。

VIN = 48V, VOUT = 24V, 3A负载下的输入纹波测量

VIN = 55V, VOUT = 24V, 3A负载下的输入纹波测量

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图 38

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计算值: 0.97Vpp;测量值: 1.12Vpp

计算值: 1.26Vpp;测量值: 1.30Vpp


VIN = 48V, VOUT = 24V, 1mA负载,PSM 输出纹波

VIN = 48V, VOUT = 24V, 3A负载,CCM 输出纹波

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图 39

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测量值:9.6mVpp

计算值:32mVpp;测量值:42mVpp


我们使用立锜负载瞬变测量工具 (Richtek Fast Load transient Tool) 测量了负载阶跃带来的输出电压下坠情况。

VIN = 48V, 1A ~ 3A负载阶跃

用VIN = 48V, 1A ~ 3A负载阶跃评估带宽

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图 40

电压下坠计算值:0.88V;测量值:1.0V

响应时间 = 9μs, BW ≈ 0.3/9μs = 33kHz


负载阶跃响应显示存在轻微的振荡,提示存在相位裕量比较低的问题,图 41 所示的增益-相位测量结果显示得更清晰。

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图 41


在VIN = 48V、输出 24V、负载 3A 的情况下,转换器的带宽为 35kHz,相位裕量为 48°,增益裕量为 11dB。

在 1A 负载的条件下测量增益-相位裕量,显示出更低的相位裕量:

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图 42


在 VIN = 48V、输出 24V、负载 1A 时,转换器的带宽为 38kHz,相位裕量为 41°,增益裕量为 9.6dB。

相位裕量不足就应该进行改善,增加一个小的前馈电容 CFF 即可提升相位裕量,同时也会增加带宽并降低增益裕量。图 43 显示的是在高侧反馈电阻上并联了一个 22pF 的 CFF 后测量得到的增益-相位测量结果。

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图 43


在 VIN = 48V、输出 24V、负载 1A 和增加了一个 22pF CFF之后,转换器的带宽变成了 48kHz,相位裕量为 72°,但增益裕量只有 9.2dB,有点偏低了。

降低转换器带宽可得到更稳定的设计,图 44 显示的是将带宽设定为工作频率的 6% 以后测量结果,相应的电路参数为:RCOMP = 7.5k, CCOMP = 12nF,CCOMP2 = 100pF,没有 CFF

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图 44


在VIN = 48V、输出 24V、负载 1A、按 6% 带宽设定补偿参数的情况下 ,转换器的带宽为 27kHz,相位裕量为 58°,增益裕量为 13dB,表现得更稳定了。

由于较窄的带宽设定,转换器在阶跃负载下的电压下坠会变大,但是响应中不再出现振荡现象。

VIN = 48V, 0.2A ~ 0.5A负载阶跃

在VIN = 48V, 1A ~ 3A负载阶跃下评估带宽

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图 45

计算值:1.4V;测量值:1.3V

响应时间 = 12.4μs, BW ≈ 0.3/12.4μsec = 24kHz


我们对转换器的启动电压和关机电压也进行了测量,测量结果与计算数据十分吻合。当使能端的电压经过迟滞点时,我们能看到很明显的信号跳变,参见图 46。

VIN上升期的启动过程:

VIN下降期的关机过程:

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图 46

VSTART 计算值:34V;测量值:31.4V

VSTOP 计算值:27.2V;测量值:27V


 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

我们对转换器的效率和功率损失也进行了测量,结果见图 47。

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图 47

3A 负载下的功率总损耗是 3.6W,由于 IC、肖特基二极管和电感器都在损耗功率,板子上的热量散发是分布式的。由于 IC 上的功率消耗是主要的部分,它应该与铜箔进行充分的连接,还要通过底部的热导通孔将其热量散布到其他的层面去。



5. 肖特基二极管的反向漏电流

在 48V 输入、24V/3A 输出的案例中,我们选择了特别的沟道型 (Trench) 肖特基二极管,其反向漏电流相比标准的平面型 (Planar) 肖特基二极管有了极大的降低。由于使用沟道型肖特基二极管,因为漏电流造成的功率损耗是非常低的。为了比较两种类型二极管的差异,我们将把 Nexperia 的型号为PMEG060V050EPDZ的平面型二极管也拿来做实验。两种二极管的反向漏电流特性可在图 48 中看到。

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图 48

在 55V 输入和 100°C 温度下,反向漏电流为 80μA,反向漏电流功率损失 = D*VIN*ILEAKAGE = 0.5*55V*80μA = 2mW。

在 55V 输入和 100°C 温度下,反向漏电流为 10mA,反向漏电流功率损失 = D*VIN*ILEAKAGE = 0.5*55V*10mA = 275mW。

当温度上升到 125°C 时,反向漏电流为 350μA,相应的反向漏电流功率损失 = 0.5*55V*350μA = 10mW。

当温度上升到 125°C 时,反向漏电流为 34mA,相应的反向漏电流功率损失 = 0.5*55V*34mA = 0.935W。


计算结果显示,平面型肖特基二极管的反向漏电流可导致非常高的功率损耗,这在高温时的表现尤其明显。

上述结论也得到了实验结果的验证。我们将两种肖特基二极管用于相同的 55V 输入、24V/3A 输出的应用中,同时也让环境温度逐渐上升。开始的时候,平面型肖特基二极管的损耗还略微低于沟道型肖特基二极管,因为它的正向压降要低于沟道型肖特基二极管,但当温度高于 105°C 时,平面型肖特基二极管的功耗便开始快速增加了。当温度上升到大约 115°C 时,二极管温度便快速上升,并在大约 125°C 时由于过大的功耗而把自己烧毁了。参见图 49。

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图 49

由此可见,肖特基二极管的反向漏电流对于应用的可靠性来讲是一个很重要的参数。



6. 总结

RTQ63xx 系列产品可以使用与范围广泛的降压应用中,与之相应的 EXCEL 设计工具可让外部元件参数的计算简单化,实际测量的性能也能说明计算的准确性是很高的。建议通过增益-相位分析对设计的稳定性进行检查,也可采用快速阶跃负载对转换器的稳定性进行快速检查。在占空比较高和输入电压较高的应用中,肖特基二极管的结电容、反向漏电流是很重要的参数,它们的影响必须在设计和验证中被考虑到。



参考资料:

(1)Benchmarking of a Novel SiGe Diode Technology for the Usage in High Frequency 48V/12V Converter applications by A. Aneissi, M.Meissner, K.F. Hoffmann, R. Behtash, J. Fisher, S. Fahlbusch




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